Elektronikk og data for automatiker

Elektronikk og data for automatiker Mikroprosessorteknikk... 4 Datamaskinens oppbygning... 4 Inn- og utganger... 4 Halvlederhukommelser... 4 Programmerbare logiske kretser... 4 Signaloverføring... 5 Prinsipper for dataoverføring... 5 Interfacing (Grensesnitt)... 5 Serie-interface... 5 RS-232... 5 Simplex dataoverføring... 6 Halv duplex... 6 Full Duplex... 7 Seriesignalet... 7 Signaltyper... 8 Asynkron overføring... 8 Synkron overføring... 8 Parallell grensesnitt... 8 Centronics grensesnitt... 8 Signallinjene... 9 IEEE 488 (Instrument-bus)... 9 ASCII-koder... 11 Datanett... 11 Ringnett... 11 Stjernenett... 12 A/D- og D/A-omformere... 13 Generelt... 13 A/D-omformere... 13 D/A omformer... 15 Fiberoptikk... 16 Generelt... 16 Litt formler og begreper... 16 Den fiberoptiske senderen... 17 Den fiberoptiske mottakeren... 17 Kåre Øen -02 Side 1 av 93

Den fiberoptiske kabelen... 18 Koblingen... 18 Feilsøking og reparasjon... 19 Generelt... 19 Aktuelle måleinstrumenter... 19 Feilsøking... 19 Bruk av verktøy og forskjellige monteringsteknikker... 19 Analog forsterkerteknikk...20 OPERASJONSFORSTERKER GENERELT.... 20 Den ideelle operasjonsforsterker... 20 Forspenning... 20 Operasjonsforsterkerens oppbygning... 21 Inngangstrinnet... 21 Utgangstrinnet... 22 Den praktiske operasjonsforsterker... 23 Den inverterende forsterker... 23 Den IKKE inverterende forsterker.... 25 Spenningsfølger (Impedansomformer)... 27 Differensialforsterker.... 27 Summerende forsterker.... 28 Komparatoren... 29 Noen nyttige spesialkoblinger... 30 Spenning til strøm konvertering... 30 Strøm til spenning konvertering... 31 Operasjonsforsterker brukt som regulatorer... 32 Integrator... 32 Derivator (Differensiator)... 33 PI-forsterker... 34 PD-forsterker... 34 PID-forsterker.... 35 Et praktisk eksempel... 35 Enda et praktisk eksempel... 36 Begrensning og beskyttelse.... 37 Beskyttelse av inngangene... 37 Uttrykk og begreper.... 38 Råforsterkning (DC-gain).... 38 Båndbredde (eng. Bandwidth)... 38 Stigetid (slew rate).... 39 Offset-spenning (Input offset voltage V io ).... 39 Offset temperaturkoeffisient (αv IO )... 39 Input bias strøm (I IO )... 39 Common mode undertrykning. (CMRR)... 40 Stabilitet... 40 Nulljustering... 41 Effektforsterkere... 41 Strømforsyninger... 41 Kraftelektronikk... 42 Likeretterkoblinger... 42 Enkel likeretting... 42 Dobbel likeretting... 43 Kåre Øen -02 Side 2 av 93

Graetz Brolikeretter... 43 Trefase likeretting... 44 Enkel trefase likeretting... 44 Trefase brolikeretter... 45 Filtrering (glatting)... 46 Stabilisering.... 47 Seriestabilisering... 49 Regulerbar strømforsyning med strømbegrenser... 49 Integrerte regulatorer... 50 Konstant strømgenerator.... 52 Regulator LM-723... 52 Regulatoren LM-317... 54 Ulike strømforsyningstyper... 55 Switch-Mode Strømforsyning... 55 Frekvensomformere... 56 Generelt... 56 Oppbygning... 56 Virkemåte... 56 Tilkobling av motor... 57 Tilkobling av nettspenning... 57 Styresignaler... 58 Thyristor og Triac... 60 Thyristoren... 60 Virkemåte... 60 Oppsummering... 61 Thyristoren i praksis... 62 Triac en... 63 Støybeskyttelse av triac og thyristor... 64 Tillegg 1... 65 Spesialkoblinger... 65 INSTRUMENTERINGSFORSTERKER.... 65 Differensialforsterker med en op amp... 65 Differensialforsterker med to op-amp er... 66 Differensialforsterker med tre op-amp er... 67 Bro-forsterkere... 68 Kvart-bro... 68 Schmitt-triggeren... 69 AKTIV SPENNINGSDELER... 71 Spenning til strøm konvertering... 73 Strøm til spenning konvertering... 74 «Vindus» komparator... 74 Virkemåte... 75 Kåre Øen -02 Side 3 av 93

Datamaskinens oppbygning Inn- og utganger Halvlederhukommelser Programmerbare logiske kretser Mikroprosessorteknikk Kåre Øen -02 Side 4 av 93

Prinsipper for dataoverføring Interfacing (Grensesnitt) Signaloverføring Interface er et ord som brukes i mikroprosessorteknikken som betegnelse på en tilpasset tilkobling mellom en datamaskin og en ytre enhet for eksempel skriver, diskettstasjon, modem o.l. Det finnes to hovedtyper av interface (grensesnitt) serie og parallell Serie-interface Serie-interfacet betyr at vi overfører en bit om gangen. Det er mange spesialvarianter av serieoverføring, men prinsippene er alltid det samme. Vi skal se lit på et av de mest brukte seriegrensesnitt RS-232 RS-232 Dette er et gammelt grensesnitt som opprinnelig ble konstruert for dataoverføring på telenett til fjernskriver. Det er etter hvert blitt en standard som definerer plugg, pinner og signaler. Pluggen er en 25 pins plugg og det meste av pinnene er definert selv om alle sjelden (eller aldri) er brukt på en gang. Ettersom grensesnittet RS-232 er et gammelt grensesnitt, er ikke valg av signalspenninger nødvendigvis logisk up-to-date. Logisk 0 angis med spenning mellom + 5 og +15 volt, og logisk 1 angis med spenning mellom 5 og 15 volt. Alle andre spenninger er ugyldige. 1. Protective Ground 7. Signal Ground 20. Data Terminal Ready 2. Transmitted Data 8. Data Carrier Detect 21. Not used 3. Recieved Data 9 14 Not used 22. Ring indicator 4. Request to Send 15. Transmitted Bit Clock Internal 23. Data signal Rate Selector 5. Clear to Send 16. Not used 24. Transmitted Bit Clock 6. Data set Ready 17. Recieved Bit Clock 25. Not used 18, 19 Not used Figur 4.1 Figur 4.1 viser en RS-232 plugg med pinnetilkobling. Men som vi sa er sjelden alle brukt samtidig. Figur 4.2 viser det aller enkleste toveis nettet. Pinne 2 (Transmit data) sender ut signalet og den forkortes ofte TxD. Denne kobles sammen med pinne 3 på mottakeren Kåre Øen -02 Side 5 av 93

(Recieved Data). Denne forkortes ofte RxD. Pinne 7 (signal jord) kobles sammen på begge enhetene. Jordpinnen forkortes ofte GND Figur 4.2 Men denne koblingen er i virkeligheten ubrukelig fordi den er avhengig av at sender og mottaker arbeider helt i takt. Vi har ingenting som holder takten. Dette må vi gjøre noe med Simplex dataoverføring Datamaskin Mottaker Sende data (TxD) Motta data (RxD Jord (GND) Jord (GND) Ready (RDY) Ready (RDY) Figur 4.3 Denne typen overføring kan kun overføre data en vei. Halv duplex Datamaskin Mottaker Sende data (TxD) Motta data (RxD Motta data (RxD Sende data (TxD) Request to Send RTS Clear to Send CTS Jord (GND) Jord (GND) Figur 4.4 Denne typen overføring kan overføre data begge veier, men ikke samtidig. Kåre Øen -02 Side 6 av 93

Full Duplex Datamaskin Mottaker Sende data (TxD) Motta data (RxD Ready (DSR) Ready (DTR) Motta data (RxD Sende data (TxD) Ready (DTR) Ready (DSR) Jord (GND) Jord (GND) Figur 4.5 Denne typen overføring kan overføre data begge veier og samtidig. Figur 4.3, 4.4 og 4.5 viser tre forskjellige måter å kommunisere via seriegrensesnitt på. Den første er Simplex. Her ser vi at vi har fått en signallinje i tillegg til de vi har i figur 4.2 samtidig med at vi har mistet den ene datalinjen. Ready er et signal som den ytre enheten gir ut når den er klar til å motta data. Denne linjen kan også på noen enheter hete Busy. Dette er da det motsatte av Ready. Den er opptatt. Simplex er den mest vanlige måten å transportere data på seriell form til en printer. De andre to brukes nesten bare til modem. Seriesignalet Som vi var inne på tidligere var serieoverføring en serie nullere og enere som kommer etterhverandre. Dette betyr at sender og mottaker må skrive og lese i samme takt. La oss se på et komplett dataord (7 eller 8 bit). Figur 4.6 Figur 4.6 viser pulsdiagram for et slikt dataord. I hvilestilling er TxD er høy. Den første overgangen mellom 1 og 0 er et såkalt startbit som har en fast lengde. De påfølgende 8 (eller 7) overgangene (bit) er dataordet eller 1 byte. De(t) siste bittene(et) er stopp-bit. Disse forteller at nå har vi fått et komplett dataord. Vi kan ha 1, 1½ eller 2 stopp-bit. Start og stoppbittene fungerer som taktgivere for hver byte. Men for at overføringen skal være riktig, må utmatningen og avlesningen av hvert bit skje i samme takt. Vi skal altså ha samme antall bit pr. sek. på sender som på mottaker. Dette kalles for Baud-rate. En baud rate på 1200 betyr altså at overføringshastigheten er 1200 bit pr. sek. Kåre Øen -02 Side 7 av 93

Signaltyper Dataene på RS-232 overføres med negativ logikk. D.v.s. en spenning mellom 5 og 15 oppfattes som logisk 1. Spenninger mellom +5 og + 15 volt oppfattes som logisk 0. Alle andre spenninger er ugyldige som data (TxD og RxD). Kontrollsignalene er vanlige TTL-signaler (f. eks. Ready) Asynkron overføring Det vi nå har beskrevet er Asynkron overføring. Start og stopp-bit ene karakteriserer denne typen overføring. Det er disse som synkroniserer overføringen. Synkron overføring Dette er en overføring hvor vi overfører et synkronisering signal på egen linje. Dette signalet kalles for Clock. Du finner disse på pinne 17 og 24 på figur 4.1. Denne teknikken brukes ved store overføringshastigheter (for eksempel Modem) La oss oppsummere at asynkron overføring til en printer bruker linjene TxD (Transmit Data), DSR (Data Set Ready) og GND (Jord). Overføringsspenningene er ± 12 volt (negativ logikk) RS-232 er en amerikansk standard. Den tilsvarende europeiske standard heter V-24. Det er nesten ingen forskjell på disse grensesnittene. Det hender at det brukes forskjellig plugg. ABC-80 V-24 grensesnitt med en 9-pins plugg. Figur 4.7 viser denne pluggen med pinnedefinisjon. Figur 4.7 Parallell grensesnitt Parallell overføring betyr at vi overfører dataene byte for byte. Dette krever 8 datalinjer (D0 D7). I tillegg må vi selvfølgelig ha jord (GND). Dette er minimumskonfigurasjonen. I tillegg kommer diverse andre signaler. Centronics grensesnitt Den Amerikanske (som vanlig) printerprodusenten Centronics definerte i sin tid et parallelt grensesnitt til sine printere. Dette er etter hvert blitt en intenasjonal standard. Figur 4.6 viser signallinjene og pluggen til Centronics grensesnitt. Pluggen er en 36 pins plugg, men du kan Kåre Øen -02 Side 8 av 93

også støte på utstyr som bruker 25 pins D-plugg (den samme som brukes på RS-232) og likevel kaller seg til for Centronics. Sender Mottaker D0 -------------------- D1 -------------------- D3 -------------------- D3 -------------------- D4 -------------------- D5 -------------------- D6 -------------------- D7 -------------------- Ready -------------------- Strobe -------------------- Ack -------------------- Jord -------------------- Figur 4.8 Signallinjene Linjene D0 D7 er datalinjene som overfører informasjon til printeren. Ready (eller Busy) er et kontrollsignal som printeren sender ut når den er klar til å motta data (eller opptatt). Strobe er et signal som senderen (datamaskinen) sender ut som skal fortelle mottakeren at nå er dataene klar på datalinjene. Printeren svarer da med Ack (Acknowledge) at den er klar til å ta imot data. Jord er med som vanlig. Fordelen med Centronics grensesnitt er at det er meget enkelt å lage og dermed billig. Ulempene er at det krever flere ledere enn RS-232, og at det bare kan sende data en vei. I praksis brukes Centronics bare til printere. IEEE 488 (Instrument-bus) Dette er et standard parallellt grensesnitt som er beregnet til å transportere data begge veier. Dette betyr at vi må inn med flere kontrollsignaler. Vi må ha et signal som bestemmer hvilken vei dataene skal gå. Dette signalet kalles for R/W (Read/Write). Det er også definert et kontrollsignal som definerer om det er Data eller kontrollsignaler som ligger på datalinjene. Dette har vi behov for å indikere, dersom vi har valg mellom flere enheter. Vi har også en paritetslinje som sjekker om antall enere og nullere er det samme for mottaker som for sender. Altså en sjekk på om dataene er korrekte. Pluggen er en 25-pins D-plugg (den samme som vi bruker på RS-232). Dette er instrumentebus en i sin enkleste form. Figur 4.9 viser pluggen med tilkoblinger Kåre Øen -02 Side 9 av 93

Figur 4.9 Stift Signalledning Stift Signalledning 1 DIO 1 13 DIO 5 2 DIO 2 14 DIO 6 3 DIO 3 15 DIO 7 4 DIO 4 16 DIO 8 5 EIO 17 REN 6 DAV 18 jord 7 NRFD 19 jord 8 NDAC 20 jord 9 IFC 21 jord 10 SRQ 22 jord 11 ATN 23 jord 12 Skjerm 24 Digital jord 25 Pluggtilkobling IEEE- 488 Vi tar utgangspunkt i figur 4.9 og ser på tilkoblingene. DAV = Data Valid. Dette er et signal som genereres av senderen og forteller at nå ligger det gyldige data på databus en. Den kan sammenlignes med Strobe på Centronics. NRFD = Not Ready For Data Dette er et signal som mottaker sender ut ( 1 ) for å fortelle at den er klar til å motta data. Kan sammenlignes med Ack på Centronics NDAC = Not Data Accepted Dette signalet genereres av mottaker og forteller at dataene er lest og akseptert. IFC = Interface Clear Genereres av datamaskinen for å sette alle enhetene i utgangsposisjon REN = Remote Enable Dette signalet fra datamaskinen kobler et instrument fra manuell til automatisk bruk ATN = Attention Dette signalet genereres av datamaskinen for å fortelle at det som nå ligger på databussen er kommandosignal og ikke data. SRQ = Service Request Genereres av en ytre enhet for å påkalle seg datamaskinens oppmerksomhet dersom der er noe galt f. eks. overskridelse av måleområdet til et måleinstrument. EDI = End Or Identety Kåre Øen -02 Side 10 av 93

Dette signalet kan brukes til å markere slutten på en sekvens av data eller kommandoer som sendes på databussen. DIO 1 DIO 8 = Data Input/Output 1 8 8 bidireksjonale datalinjer som kan sende data begge veier. Som du ser bruker vi samme pluggen på IEC-bussen som på RS-232. Denne bussen kalles også for HPIB (Hewlett Packard Instrument Bus) eller GPIB (General Purpose Instrument Bus) ASCII-koder Når vi skal få datamaskinen til å presentere nullere og enere som lesbare bokstaver, må vi ha koder som vet hvilke kombinasjoner av nullere og enere som skal tolkes som for eksempel bokstaven A.. Den koden som brukes i dag kalles for ASCII-koder. ASCII står for American Standard Code for Information Interchange. Koden har sin opprinnelse tilbake til fjernskriverens barndom på 40- og 50-tallet. Datanett Datanett er det samme som å koble sammen flere datamaskiner slik at de kan arbeide sammen på tvers av lokaliteter. Vi kan koble sammen datamaskiner lokalt d.v.s. hver datamaskin kan ha kontakt med hverandre via en server som fungerer som en sentral i et datanett. Dette datanettet kan igjen være knyttet til eksterne datanett av samme typen via internett eller andre private nettverk. Ringnett Figur 4.10 Kåre Øen -02 Side 11 av 93

Figur 4.10 viser en type sammenkobling av datamaskiner som kalles for Ringnett. Her er datamaskinene koblet i serie med 50Ω koaxialkabel med en server som sentral og 50Ω avslutningsmotstand. Pluggen som brukes kalles for BNC-plugg. Ved denne type sammenkobling vil nettet være brudt dersom en av maskinene blir koblet fra. Stjernenett Figur 4.11 Figur 4.11 viser et såkalt stjernenett med en HUB som sentral. Hub en er knyttet til serveren enten med 50Ω koaxialkabel (BNC-plugg) eller med multikabel (TP-kabel med RJ-45 plugg). Dersom den er koblet til serveren med koaxialkabel, vil den være en del av ringnettet (se figur 4.12) Figur 4.12 Kåre Øen -02 Side 12 av 93

A/D- og D/A-omformere Generelt For at datamaskin og omverdenen skal kunne kommunisere med hverandre, må man i mange tilfeller omforme analoge signaler fra omverdenen til digitale signaler som datamaskinen forstår, og tilsvarende den andre veien omforme digitale signaler fra datamaskinen til analoge signaler som omverdenen forstår. Disse omformerene kalles for AD- og DAomformere. Kvaliteten på disse omformerene bestemmes i stor grad av hvor stor oppløsning de har (hvor mange deler måleområdet kan deles opp i). Dette igjen bestemmes av antall bit omformeren har. Oppløsningen må ikke forveksles med omformerens nøyaktighet. Nøyaktigheten bestemmes av nøyaktigheten til komponentene A/D-omformere En A/D-omformer gjør om analoge signaler - for eksempel fra en elektronisk måleomformer (transmitter) til digitale signaler som datamaskinen eller andre digitale enheter forstår. Omforming av analoge signaler til digitale kan gjøres på flere forskjellige måter. Figur 4.13 Figur 4.13 viser en enkel og momentan måte å omforme analoge signaler til digitale. Denne omformeren har bare 3 bit og følgelig bare en oppløsning på 8. Her bruker vi 7 operasjonsforsterkere koblet som komparatorer (sammenlignere). Det analoge inngangssignalet (U inn ) sammenlignes med ulike spenninger fra en spenningsdeler som får sin forsyning fra en stabilisert spenning (U ref ). Kåre Øen -02 Side 13 av 93

Figur 4.14 Figur 4.14 viser en annen type A/D-omformer. Her sammenlignes telleresultatet fra en teller via en D/A-omformer med inngangsspenningen U inn. Når disse er like, stoppes telleren og verdien på utgangene kan avleses. Utgangen Ready forteller når dataene er gyldige og kan avleses. Etter at dataene er avlest, må telleren resettes for neste måling. En slik måte å omforme analoge signaler til digitale signaler, krever at avlesningen blir frosset så lenge tellingen pågår. Dette betyr at inngangssignalet avleses og fryses mens telleren går. Dette kalles for Sample And Hold. Den tiden det tar å telle opp og avlese, kaller vi for Samplingstid. Samplingstiden er avhengig av frekvensen på klokkepulsen Kp og antall bit for omformeren. Kåre Øen -02 Side 14 av 93

D/A omformer En D/A-omformer gjør om digitale signaler - for eksempel fra en datamaskin - til analoge signaler som analoge enheter forstår - som for eksempel en regulator eller andre analoge mottakere (eks. frekvensomformer). Omforming av digitale signaler til analoge kan gjøres på flere forskjellige måter. Figur 3 Figur 3 viser en svært enkel D/A-omformer. Vi bruker her en operasjonsforsterker som summerende forsterker, hvor vi summerer like spenninger men med forskjellig forsterkning. Den bygger på prinsippet som kalles for veiede motstander. Motstandene R 1 R 4 har her verdi som halveres for hver potens av 2. Utregningen av utgangsspenningen U ut regnes ut etter formelen: R 5 R5 R5 R5 Uut = Uinn + + + 1 Uinn2 Uinn3 Uinn4 R1 R2 R3 R4 Denne typen omforming er en såkalt momentan omforming som ikke krever samplingstid. Den gir en kontinuerlig omforming. Kåre Øen -02 Side 15 av 93

Fiberoptikk Generelt Dagens datateknologi håndterer enorme mengder med data. Dette stiller stadig større krav til overføringshastighet. Vanlige kobberledninger vil med store overføringshastigheter representere betydelige induktive og kapasitive reaktanser som vil gi store tap i overføringen av signaler. For å kunne øke overføringshastigheten, må vi finne en måte å redusere (eller helst fjerne helt) reaktansene. Vi kan da omforme de elektroniske signalene til pulset lys og overføre det via såkalte fiberoptiske kabler. Figuren viser oppbyggingen av en optisk fiber. Fiberen er bøyelig og meget tynn. Dersom man tilfører lys i ene enden av fiberen, vil lyset reflekteres på innsiden slik pilene viser og komme ut i andre enden nesten tapsfritt. Dette betyr at lengden på kabelen har liten betydning Lyset vil ikke påvirkes av reaktanser, og vil således ikke ha hastighetsbegrensninger. Det eneste som begrenser hastigheten er komponentene i sender og mottaker. Litt formler og begreper I fiberoptisk sammenheng er det viktig å kjenne til noen formler og begrep. Som dere sikkert vet så beveger lyset seg med lysets hastighet. Denne hastigheten er 300.000 km pr sek, eller ca 7,5 ganger rundt jorden på ett sekund. Hastighet har formeltegn v og måles i m/s. Lyset kan som dere vet variere i farge og dette kaller vi for lysets frekvens (f) og den måles i Hz. I lyssammenheng bruker vi sjelden betegnelsen frekvens siden det blir så usannsynlig stor tall. Vi snakker heller om bølgelengder. Bølgelengden har formeltegn λ (lambda) og måles i meter. Forholdet mellom bølgelengde, hastighet og frekvens gis etter formelen: v = f λ hvor v = 3 10 8 m/s (lysets hastighet) Det synlige lyset er bare en liten del av lysspekteret (390 750 nm). Figur 2 Figur 2.x viser lysskalaen med angitt bølgelengder i meter. Det skraverte feltet angir det mest vanlige området for fiberoptisk kommunikasjon. Kåre Øen -02 Side 16 av 93

Den fiberoptiske senderen Figur 2.x Som optisk sender brukes enten laserdiode (LD) eller lysdiode (LED) for det infrarøde området. Signalet blir tilført en forsterker som omformer det til pulset lys. Se figur 2.x Den fiberoptiske mottakeren Figur 2.x Som optisk mottaker brukes en fotodiode eller såkalt PIN-diode. Det pulsede lyset tilføres en forsterker som omformer det til et elektronisk signal. Se figur 2.x Sender og mottaker kobles sammen slik som figur 2.x viser Figur 2.x Kåre Øen -02 Side 17 av 93

Den fiberoptiske kabelen En fiberoptisk kabel er sammensatt av flere bøyelige glassfibertråder og utgjør da en bøyelig fiberoptisk kabel. Tegningen nedenfor viser skjematisk oppbygging av en slik kabel. Kabelen er ikke like bøyelig som en kobberkabel, og tåler heller ikke støt. Det kreves en spesiell koblingsteknikk mellom kabel og elektronikken for ikke å få tap i lysintensiteten. Man må ha spesialverktøy som kapper og polerer endene. Koblingen Kobling og skjøting av fiberoptisk kabel er presisjonsarbeid og krever spesialverktøy. Siden dette er overføring av lyssignaler, er det svært viktig at alle ender og flater er blankpolerte slik at lyset slipper uhindret gjennom. Tegningen nedenfor viser et eksempel på hvordan en kobling på kabelen kan se ut. Kåre Øen -02 Side 18 av 93

Generelt Feilsøking og reparasjon Aktuelle måleinstrumenter Feilsøking Bruk av verktøy og forskjellige monteringsteknikker Kåre Øen -02 Side 19 av 93

Analog forsterkerteknikk OPERASJONSFORSTERKER GENERELT. Operasjonsforsterkeren er en likestrømsforsterker med to innganger og en utgang. Inngangene er komplementære - d.v.s. de virker mot hverandre. Et tilført signal på den ene inngangen vil få utgangen til å reagere motsatt av om vi hadde tilført samme signal på den andre inngangen. Dette kaller vi differensialinnganger. Inngangene er meget høyohmige (10 6 - l0 12 ohm). Utgangen er lavohmig (50-100 ohm) slik at den kan levere relativt mye strøm til en belastning. Den har stor spenningsforsterkning (gjerne 100000 ggr.). For å tilpasse både impedansen og spenningsforsterkning til det aktuelle behov, blir forsterkeren svært ofte utstyrt med tilbakekobling av forskjellig type. Operasjonsforsterkeren kan brukes til forskjellige funksjoner så som forsterkere, miksere, filtere, svingekretser, regulatorer o.s.v. Fig 1 Skjemasymbol for en operasjonsforsterker. Den ideelle operasjonsforsterker. Når man produserer operasjonsforsterkere, vil man prøve å få fram spesielle egenskaper. Den ideelle operasjonsforsterker karakteriseres med følgende: 1. Uendelig råforsterkning. 2. Uendelig inngangsimpedans 3. Uendelig båndbredde 4. Utgangsimpedans lik 0 Ω 5. Absolutt lineær Disse egenskapene er selvfølgelig ikke reelle, men det er likevel disse som legges til grunn ved beregninger. Forspenning. Alle operasjonsforsterkere må tilføres spenning for å virke. De fleste kan og bør forspennes fra en symmetrisk spenningsforsyning. D.v.s. + / 0 / spenning. Vanlig er å forspenne forsterkeren med ± 15 V. Kåre Øen -02 Side 20 av 93

Operasjonsforsterkeren har egne tilkoblinger for forsyningsspenning. Tegningen ovenfor viser typisk skjemasymbol for operasjonsforsterker med forspenning. Hvilke pinner som brukes til forspenning, varierer fra operasjonsforsterker til operasjonsforsterker. Operasjonsforsterkerens oppbygning. Fig 1.2 Figur 1.2 viser et komplett skjema over en operasjonsforsterker. Vi skal ikke gå i detalj hvordan hele kretsen virker, men vi skal likevel ta for oss inngangstrinnet og utgangstrinnet. Fig 1.3 Inngangstrinnet Inngangstrinnet på en operasjonsforsterker består som regel av et differensialtrinn. Figur 1.3 viser et slikt trinn med konstant strømgenerator. D.v.s. at summen av strømmene gjennom Kåre Øen -02 Side 21 av 93

emitterene alltid er konstant. Vi betrakter her punktene A og B som differensialtrinnets utgang. Vi tenker oss at vi tilfører inngang 2 en konstant spenning U 2, og inngang 1 tilføres en variabel spenning U 1. Når U 1 er lik U 2 vil der gå like mye strøm gjennom begge transistorene og spennings-fallene over R 1 og R 2 vil da være like og spenningen mellom A og B vil være 0V. Vi øker U 1 slik at strømmen gjennom Tl øker. Da vil strømmen gjennom T2 minke fordi summen av strømmene gjennom transistorene er konstant. Dette fører til at spenningen over R 1 vil øke og spenningen over R 2 vil minke. Dette betyr igjen at spenningen mellom punktene A( ) og B(+) vil øke med dobbel virkning. Hvis vi bytter om signalene mellom inngangene, vil vi få samme utslag, men med motsatt polaritet. Inngangsimpedansen er hovedsakelig avhengig av hvilken type transistorer som sitter i trinnet. Man kan bruke enkle monolittiske transistorer (vanlige transistorer) som gir relativt lav inngangsimpedans eller doble transistorer (darlingtontransistorer) eller felteffekttransistorer (FET) som gir svært høy inngangsimpedans. Utgangstrinnet. Utgangen består som regel av et såkalt Push-Pull trinn som vist på figur 4. Fig 1.4. Vi tenker oss at vi tilfører spenningene fra punktene A og B i figur 3 til henholdsvis jord og punktet C på fig. 1.4. Når spenningene er like, vil spenningen på utgangen legge seg midt mellom +Ucc og Ucc - med andre ord, på jord-potensial. Når spenningen på inngang 1 (fig.3) øker, vil altså spenningen i pkt A minke og da vil også spenningen i pkt. B øke. Spenningen i pkt. C vil da også øke og vi får en større bas-emitterspenning på T 3 og T 4. Den økede spenningen vil resultere i at T 3 vil lede mer strøm og T 4 vil sperre mer. Dette fører igjen til at spenningen på utgangen øker. Det motsatte vil skje hvis spenningen på inngang 2 blir større enn spenningen på inngang l. Push-pull trinnet gjør at vi kan trekke like mye strøm fra +Ucc til jord som fra jord til Ucc. D.v.s, vi kan trekke like mye strøm ut av utgangen som vi kan trekke inn i utgangen. Kåre Øen -02 Side 22 av 93

Den praktiske operasjonsforsterker. Operasjonsforsterkere produseres i et utall av typer og varianter, alt etter hvilken oppgave de skal ha. Fig. 1.5. Figur 1.5 viser noen eksempler på kapsling og pinneplassering. Disse er til en viss grad standardisert, men der finnes flere unntak. Operasjonsforsterkeren kalles svært ofte for Opamp (eng. Operational amplifier) og vi vil heretter bruke denne betegnelse. Op-amp har to hovedkoblinger Inverterende forsterker og IKKE inverterende forsterker. Disse har igjen flere spesialkoblinger. Vi skal først se på den inverterende forsterkeren. Den inverterende forsterker. Fig. 1.6 Figur 1.6 viser en standard kobling for en inverterende forsterker. Med betegnelsen inverterende forsterker mener vi at utgangssignalet forandrer seg i motsatt retning av inngangssignalet. Med andre ord, 180 faseforskyvning mellom inngang og utgang. Ut fra den ideelle op-amp ser vi at forsterkningen er uendelig, d.v.s. et hvert signal som tilføres inngangen vil gi uendelig stort utgangssignal. Dette kan vi sjelden bruke i praksis. Forsterkningen reduseres da ved hjelp av negativ tilbakekobling. Vi tar da deler av det motsatt rettede utgangssignalet og fører tilbake til inngangen for å motvirke inngangssignalet. La oss betrakte inngang og utgang som to forskjellige spenningskilder. Siden de har motsatt polaritet skulle det være mulig ved riktig valg av motstander å få inngangsstrøm og tilbakekoblingsstrøm til å oppheve hverandre og dermed få 0 V i pkt. A. Kåre Øen -02 Side 23 av 93

Inngangsstrøm I 1 = U inn /R l 1.1 Tilbakekoblingsstrøm I 2 = -(U ut /R 2 ) 1.2 Når inngangsstrøm og tilbakekoblingsstrøm er like- I l = I 2 vil spenningen i pkt. A være OV. Dette betyr at inngangen vil ligge på jordpotensial (virtuell jord). Ut fra ligning 1.1 og 1.2 får vi da: U R inn Uut = 1.3 R 1 2 Og vi får da følgende uttrykk for utgangsspenningen U ut : U ut = R2 R U 1 inn 1.4 Uut Forsterkningen F= 1.5 Uinn Hvis vi løser ligningen 1.4 med hensyn på U ut /U inn får vi: F U ut R = = 2 Uinn R1 l.6 Etter som punktet A ligger på virtuell jord, vil inngangs-impedansen Z inn være: Z inn U = I inn Ut fra ligning 1.1 finner vi at: U I inn 1 1 = R1= Zinn l.7 Med andre ord, Rl er inngangsimpedansen til forsterkeren. La oss summere opp følgende: Spenningsforsterkningen er forholdet mellom utgangsspenning og inngangsspenning Uut/Uinn og betegnes med F (også V og A brukes). Den regnes ut etter formelen: l.6 Inngangsimpedansen for inverterende forsterker er: Zinn = R 1 l.7 Kåre Øen -02 Side 24 av 93

Fig 1.7 For å redusere problemet med offsetspenninger, (spenningen på utgangen når inngangen har 0 Volt inn) blir det ofte lagt inn en motstand mellom den IKKE inverterende inngangen og jord (se fig. 1.7). Denne motstanden tilsvarer parallell-koblingen mellom inngangsmotstanden R 1 og tilbakekoblings-motstanden R 2. R S = R R R + R 1 2 1 2 Den IKKE inverterende forsterker. Fig. 1.8. Figur 1.8 viser en standard kobling for en IKKE invetererende forsterker. Vi ser at denne forsterkeren også har negativ tilbakekobling selv om signalet tilføres den ikke inverterende inngangen. Med begrepet IKKE inverterende forsterker mener vi at en forandring i utgangsspenning forandrer seg i samme retning som en forandring i inngangs-spenning. Som for den inverterende forsterkeren er inngangene svært høyohmige og strømmen inn i forsterkeren er tilnærmet lik 0. Dette betyr at strømmen gjennom R 1 og R 2 er den samme. Vi vet også at punktet A vil ligge på virtuell jord (tilnærmet jord). Vi kaller spenningen mellom inngangene for U i. Inngangsspenningen blir da: Uinn = UR 1 + U i l.9 Kåre Øen -02 Side 25 av 93

Etter som spenningen U i mellom inngangene er tilnærmet lik 0 Volt, vil inngangsspenningen være: U inn UR 1 1.10 Siden strømmen gjennom R 1 og R 2 er den samme og bestemmes av utgangsspenningen U ut, får vi følgende uttrykk for U R1 : U R1 = R1 Uut R + R 1 2 1.11 Etter som U inn og U R1 er tilnærmet like, får vi følgende uttrykk for utgangsspenningen Uut: U ut = R + R R1 1 2 U inn 1.12 Forsterkningen F blir da: Uut R F= = 2 + 1 1.13 Uinn R1 Når inngangsspenning og utgangsspenning har samme polaritet, betyr det at det ikke er noen faseforskyvning mellom inngang og utgang. Ut fra ligningen 1.13 ser vi at forsterkningen for den ikke inverterende forsterker aldri bli mindre enn l. Inngangsimpedansen for en ikke inverterende forsterker er i grunnutgaven svært høy og bestemmes helt av hvilken type op.amp. vi har. Kåre Øen -02 Side 26 av 93

Spenningsfølger (Impedansomformer). Fig 1.9. Figur 1.9 viser skjema for en spenningsfølger. Denne utgaven av en ikke inverterende forsterker har direkte tilbakekobling. Her ser vi at R 2 (fig. 1.8) er 0 ohm og R l er uendelig. Ut fra ligning 1.13 ser vi at forholdet R 2 /R 1 blir tilnærmet 0. Dette betyr at forsterkningen for denne koblingen blir l, og inngangsimpedansen blir tilnærmet uendelig. Denne koblingen brukes til impedansomforming. Den har tilnærmet uendelig inngangsimpedans og svært lav utgangsimpedans ( 10-20 ohm). Koblingen kalles også for en "buffer" (= støtfanger). Differensialforsterker. Fig. 1.10. Figur 1.10 viser et differensialforsterkertrinn. Her, som for den inverterende forsterker og den IKKE inverterende forsterker er det den negative tilbakekoblingen som bestemmer forsterkningen. For differensialforsterkeren er det spennings-differansen mellom inngangene som blir forsterket. Det er nødvendig at begge inngangene "ser" den samme impedans. D.v.s.- parallellkoblingen mellom R l og R 2 må være lik parallellkoblingen mellom R 3 og R 4. I praksis velges R 3 =R l og R 4 =R 2. Dette gir følgende uttrykk for forsterkningen fordifferensialforsterkeren: Fdm = Uut U U 2 1 R2 = 1.14 R 1 Kåre Øen -02 Side 27 av 93

Problemet med offsetspenning er her løst ved at R 3 =R l og R 4 =R 2. Inngangsimpedansen er ikke lik for begge inngangene. For den inverterende inngangen er Z inn lik R l mens for den IKKE- inverterende inngangen er Z inn lik seriekoblingen R 3 +R 4. Summerende forsterker. Ved hjelp av en inverterende forsterker med flere innganger er det mulig å summere 2 eller flere spenninger. Denne forsterkeren kalles en summasjonsforsterker. Fig. 1.11 Figur 1.11 viser en summerende forsterker. Her er det summen av tilbakekoblings-forholdene for inngangene som bestemmer utgangsspenningen. Vi får følgende uttrykk for utgangsspenningen Uut: R 3 Uut = + 1.16 R U R3 R U 1 2 1 2 Dette trinnet kan bl.a. brukes til en enkel digital til analog-omformer. Kåre Øen -02 Side 28 av 93

Komparatoren Comparatoren er en spesialutgave av differensialforsterkeren (se side 1.8). Den sammenligner to spenninger som tilføres de to inngangene. U 1 tilføres den inverterende inngangen, og U 2 tilføres den IKKE-inverterende inngangen. Som vi vet fra differensial-forsterkeren er forsterkningen gitt ved formelen: F = R R2 1 Fig 1.12 Figur 1.12 viser differensial-forsterkeren koblet som comparator. Vi ser at R 2 glimrer med sitt fravær. Hvor stor er den da? Jo den er uendelig stor. Forsterkningen blir da også uendelig. Resultatet av dette blir at dersom U 2 er større enn U 1, vil Op-Amp en gå i metning i plussretning fordi differansen U 2 - U 1 blir positiv. Dersom U 1 er større enn U 2, vil differansen U 2 - U 1 bli negativ, og dermed vil utgangen gå i metning i minus-retning. Dersom U 1 og U 2 er helt like, vil vi få 0 volt ut. Resultatet av dette blir at vi får definerte utgangssignaler som forteller hvilken av inngangs-spenningene som er størst. Kåre Øen -02 Side 29 av 93

Noen nyttige spesialkoblinger Spenning til strøm konvertering I mange tilfeller vil det være behov for å omdanne et spennings-signal til et strøm-signal. Dersom en spenning skal føres over en lengre strekning, vil spenningsfall i kablene være betydelig. Da er det ofte en god løsning og omdanne denne spenningen til en strøm. Som kjent vil strømmen være den samme over alt i en sluttet krets, og dermed vil ikke spenningsfall i kablene ha noen betydning for signaloverføringen. Det vil også være behov for å omforme et spennings-signal til et strømsignal der hvor vi krever et 4-20 ma standard-signal. Figur 4.4 Figur 4.4 viser en operasjonsforsterker brukt som en spenning til strøm forsterker. Den har spenningsinngang på den IKKE inverterende inngangen. Lasten er tilkoblet mellom utgangen og den inverterende inngangen og videre til jord via R 1. For å opprettholde balanse, vil utgangen sette opp en strøm I gjennom lasten og R 1 som produserer en spenning på den inverterende inngangen som regnes ut etter formelen: U inn - = I R 1 Siden spenningsfallet over R 1 = U inn blir strømmen: I = U inn R1 Strømmen i utgangen er da helt uavhengig av lasten R L og vil bare være avhengig av inngangsspenningen U inn. Kåre Øen -02 Side 30 av 93

Strøm til spenning konvertering. På samme måte som i avsnittet ovenfor har vi noen ganger behov for å konvertere et strømsignal til et spenningssignal. Figur 4.5 Figur 4.5 viser en tradisjonell differensialforsterker med en signal-last R 2. Ved å koble strømsignalet til motstanden R 2 vil vi få et spenningsfall over R 2 som er proposjonalt med strømsignalet I inn. Op. Amp en vil da produsere en utgangsspenning som er: U ut = UR 2 R R5 3 Det er viktig at man velger R 2 tilnærmet lik den anbefalte lasten for strømsløyfen (typisk 250Ω). Det er også å anbefale at forsterkeren får en forsterkning på 1. Anbefalte verdier: R 3 = R 4 = R 5 = R 6 = 100kΩ Dersom forsterkerene i figurene 4.4 og 4.5 benyttes sammen er det å anbefale at R 1 i figur 4.4 settes lik R 2 i figur 4.5 (typisk 250-1000Ω) Kåre Øen -02 Side 31 av 93

Operasjonsforsterker brukt som regulatorer Integrator. Integratoren er en inverterende forsterker med kapasitiv tilbakekobling. Fig. 1.17 Figur 1.17 viser skjema for en integrator med tilhørende kurve for inngangssignal og utgangssignal. Hvis vi påfører inngangen en sprangendring (d.v.s. vi skifter fra et signalnivå til et høyere i løpet av tilnærmet 0 i tid) vil vi få et lineært minkende signal på utgangen. Men la oss først si litt om hva integrering er. Vi kan tenke oss at vi kjører en bil med konstant hastighet = 80 km/t. Da vil vi etter en time ha tilbakelagt en distanse på 80 km. Hvis vi derimot kjører med varierende hastighet, vil det være vanskelig å regne ut distansen. Matematisk vil tilbakelagt distanse være integralet av hastigheten med hensyn på tiden. Vi kan tenke oss at vi tilfører det varierende hastighetssignalet til inngangen på en integrator. Da vil utgangen vise oss tilbakelagt distanse. Dette er vist i figur l.18. Fig. 1.18 Kåre Øen -02 Side 32 av 93

Vi ser på figur 1.17. Hvis vi tilfører inngangen en sprangendring, vil utgangssignalet være gitt etter formelen: U ut = U inn t 1.20 R1 C Vi kan også bruke integratoren med vekselspenninger. Da fungerer den som et lavpassfilter og utgangspenningen er gitt etter formelen: U inn U ut = 1.21 π f R C 2 1 Derivator (Differensiator) Differensiatoren er en inverterende forsterker med kapasitiv inngangsimpedans. Fig.1.19 Figur 1.19 viser en derivator med tilhørende kurve for utgangssignal og inngangssignal. Derivatoren virker på følgende måte: Når vi tilfører en sprangendring på inngangen, vil C være svært lavohmig i påslagsøyeblikket og forholdet R 1 /Z inn vil være stort som igjen betyr at forsterkningen vil være stor. Etter hvert som kondensatoren lader seg opp, vil inngangsimpedansen Zinn øke og forsterkningen vil minke. Bruken av derivatoren er ikke så vanlig som integratoren da den er vanskelig å stabilisere. Den oscillerer svært lett. Den brukes vesentlig i regulatorer som D-ledd. Når vi påfører inngangen en vekselspenning, regnes utgangsspenningen ut etter formelen: Uut = -(2πf C R Uinn) 1.22 Kåre Øen -02 Side 33 av 93

PI-forsterker Som vi har sett kan op.amp'en brukes som proposjonalforsterker (inverterende og IKKE inverterende forsterker), integrator og derivator. Dette betyr at den også kan brukes som regulator med både P, I og D-funksjon. Fig 1.20 Figur 1.20 viser en PI-regulator med tilhørende kurve for inngangsspenning og utgangsspenning. Når vi påfører inngangen en sprangendring, vil kondensatoren være kortsluttet i påslagsøyeblikket, og forsterkningen blir bestemt av forholdet R 2 /R l. Dette bestemmer da P-båndet. Etter hvert som kondensatoren lades opp, øker motstanden i denne og tilbakekoblings-forholdet vil øke og følgelig- forsterkningen vil øke lineært med tiden. Integraltiden er definert som den tiden det tar for å doble P-signalet. PD-forsterker. Fig.1.21 Figur l.21 viser en kobling for en proposjonal-deriverende forsterker med tilhørende kurve for inngang og utgang. Den virker på samme måte som derivatoren, men i tillegg har den en proposjonal virkning. Når vi tilfører en sprangendring på inngangen, vil inngangsimpedansen Z inn være bestemt av C i påslagsøyeblikket. Siden Z inn da er svært liten, vil forsterkningen R 2 /Z inn være svært stor i påslagsøyeblikket. Etter hvert som kondensatoren blir oppladet, vil inngangs-impedansen Z inn mer og mer bli bestemt av R l og vi vil da få en proposjonalforsterkning som er bestemt av forholdet R 2 /R l. Denne koblingen er brukt i regulatorkretser samt posisjonsjustering av servomotorer. Kåre Øen -02 Side 34 av 93

PID-forsterker. Fig.1.22 Figur l.22 viser en proposjonal-integrerende-deriverende forsterker med tilhørende kurver for inngang og utgang. Denne vil virke som en kombinasjon mellom de tidligere nevnte forsterkerene. Når vi tilfører en sprangendring på inngangen vil utgangen først reagere med en deriverende virkning. Deretter vil den proposjonale virkningen overta og til slutt vil den integrere. Denne koblingen brukes til svært mange formål, men den er likevel mest brukt i regulatorkretser. Et praktisk eksempel Figur 1.23 Figur 1.23 viser en PI-regulator for turtall på en likestrøms-motor. Tacho-generatoren TG sitter på akslingen av motoren og roterer derfor med samme hastighet som motoren. Den gir ut en like-spenning som er proposjonal med motorens turtall. U 1 er en operasjonsforsterker som er koblet som en summerende PI-forsterker. Den summerer deler av spenningen fra Kåre Øen -02 Side 35 av 93

tacho-generatoren sammen med en negativ spenning fra Rp 1. Ved stabilt turtall er summen av spenningene på den inverterende inngangen lik spenningsfallet over R 4 (eller lik spenningen på den IKKE-inverterende inngangen). La oss ta utgangspunkt i at turtallet av en eller annen grunn går ned. Da vil spenningen på sleperen på Rp 2 synke. Spenningen på den inverterende inngangen vil også synke og tvinge utgangen til å stige. Dette fører igjen til at U 3 - via U 2 - styrer mer strøm til motoren og turtallet øker igjen. Kondensatoren C utgjør I-leddet, og R 3 sammen med R 2 utgjør P-leddet. Enda et praktisk eksempel Figur X.XX Tegningen i figur x.xx viser skjema over en elektronisk PI-regulator. Regulatoren har strøm inngang og strøm utgang. Internt jobber regulatoren med spenning. IC-6 og IC-7 omformer inngangssignalet fra standard strømsignal (4-20 ma) til spenning. IC- 1 er koblet som en differensialforsterker og utgjør sammenligneren i regulatoren. Den sammenligner målesignalet fra IC-7 og setpunktet fra intern spenningskilde via R1. Resultatet fremkommer i punkt AX. IC-4 er koblet som en summerende forsterker som summerer utgangssignalene fra IC-2 og IC-3 som er henholdsvis P-forsterker (IC-2) og I-forsterker (IC-3). P-båndet justeres av R 7 og I-tiden justeres med R 8. IC-5 med tilhørende komponenter utgjør omformer fra spenning til standard strømsignal (4-20 ma). Kåre Øen -02 Side 36 av 93

Begrensning og beskyttelse. De fleste op.amp'er er svært godt beskyttet mot kortslutning og overspenninger. Det er likevel noen som ikke tåler store spenninger på inngangene. Beskyttelse av inngangene Figur 1.16 Figur 1.16a viser eksempel på hvordan vi kan beskytte inngangene mot overspenning. Her vil aldri spenningen mellom inngangene komme over 0,65 volt. Da vil diodene begynne å lede og dermed kortslutte inngangsspenningene. Figur 1.16b viser en annen type beskyttelse. Denne beskytter inngangene mot spenninger som overskrider forsyningsspenningen. Det finnes flere andre måter å beskytte en op.amp på, og fabrikanten har som regel gode forslag til effektiv beskyttelse. Dette gjelder særlig forsterkere med FET-transistorer i inngangene. Kåre Øen -02 Side 37 av 93

Uttrykk og begreper. Hvis vi skal arbeide med op.amp, må vi kjenne til endel uttrykk og begreper, og å vite hva de står for. Råforsterkning (DC-gain). En av de viktigste dataene for en op.amp. er råforsterkningen. Den angir forsterkningen mellom inngang og utgang uten tilbakekobling og den betegnes F (eng. AVD). Den kalles også open loop gain eller large signal amplification. Forsterkningen angis enten i V/mV, ggr., eller i db (desibel) db =20 log F(ggr.) 1.17 Typiske verdier for F er 90-100 db. Båndbredde (eng. Bandwidth). Med båndbredde mener vi hvor høye frekvenser op.amp'en kan forsterke. Den oppgis på to forskjellige måter. 3 db-båndbredden angir ved hvilken frekvens forsterkningen har sunket 3dB i forhold til råforsterkningen. Denne bånd-bredden er svært lav (10-50 Hz) og brukes sjelden. Langt mer vanlig er det å angi båndbredden i den såkalte Unity gain bandwidth. Denne angir ved hvilken frekvens forsterkningen har sunket til 1 (0 db). Denne frekvensen ligger gjerne i området 1-10 MHz. fig. 1.12 Figur 1.12 viser en kurve for frekvensresponsen for en op.amp. Punktet A på kurven viser hvor unity gain bandwidth ligger. Punktet B viser hvor 3 db-punktet ligger. Alle op.amp er har kurver som har samme form som fig. 1.12 viser, men båndbredden er forskjellig. Kåre Øen -02 Side 38 av 93

Stigetid (slew rate). Med stigetid mener vi op.amp'ens evne til å reagere på raske spenningsforrandringer på inngangen. Fig. 1.13 Vi tenker oss at vi tilfører inngangen et ideelt spenningssprang som er stort nok til å drive utgangen i metning, se figur 1.13. Utgangen vil da ikke kunne reagere like fort som inngangsignalet. Den vil følge en utgangskurve som vist i fig. 1.13. Stigningen på kurven kalles slew rate og benevnes i V/µs Vanlige størrelser for slew rate er 1-100 µv/ms. Offset-spenning (Input offset voltage V io ). Den ideelle op.amp vil ha 0 volt på utgangen når begge inngangene har 0 volt. Dette stemmer ikke i praksis. Offsetspenningen er den spenningen som må påtrykkes mellom inngangene for at utgangen skal bli 0 volt. Typiske størrelser for offsetspenningen er 100 µv - 5mV. Offset temperaturkoeffisient (αv IO ). I praksis har ikke offsetspenningen noen stor betydning siden vi kan "nulle" den ut. Det har derimot større betydning å vite hvor mye den forandrer seg ved temperaturforandringer. Denne faktoren kalles offset temperaturkoeffisient (αv IO ) og har typiske verdier av noen få µv/ C. Input bias strøm (I IO ). Transistorene i inngangstrinnet må ha basis-strøm for å fungere, selv om spenningen på begge inngangene er 0 volt. Denne strømmen er definert som gjennomsnittet av strømmene i hver av inngangene med begge inngangsspenningene lik 0 V. Den betegnes Input Bias Current (I IO ). Typisk verdi er 0,1 µa. Kåre Øen -02 Side 39 av 93

Common mode undertrykning. (CMRR) Når vi kobler begge inngangene sammen og tilfører de en spenning som vi kaller for Common Mode-spenning, da vil begge inngangene få samme spenning. Som vi husker fra differensialforsterkeren var det differansen mellom inngangene som ble forsterket. Hvis spenningene var like, skulle vi ut fra den ideelle op.amp altså få 0 volt på utgangen, uavhengig av hvor høye inngangs-spenningene var. Dette stemmer ikke helt i praksis. Vi vil få en spenning på utgangen som er proposjonal med inngangsspenningen. Forsterkningen i Common Mode, F CM (eng. A CM ) regnes ut etter formelen: F CM = U U ut CM 1.18 Fra avsnittet om råforsterkningen fant vi at denne betegnes F (eng. AV D ). Vi får da følgende uttrykk for Common Mode-undertrykningen (Common Mode Rejection Ratio (CMRR)) F CMRR = 1.19 F CM Denne faktoren angir altså forsterkerens evne til å «overse» felles-spenninger på inngangene. Den oppgis vanligvis i db og typiske verdier er 90-110 db Stabilitet Noen op.amp'er har svært stor båndbredde. Dette er ikke bare en fordel. Disse forsterkerene har lett for å gå i selvsving (oscillere) og bli ustabile. Derfor er noen op.amp er utstyrt med tilkoblings-terminaler for ytre kompensasjons-komponenter. Dette reduserer båndbredden, men det øker stabiliteten. Produsenten oppgir vanligvis stabiliserings-metoder og utregningsformler. En god regel er likevel ikke å velge en op.amp som har vesentlig høyere båndbredde enn hva man har behov for. Noen op.amp'er (f.eks. LM-741) har interne kondensatorer slik at båndbredden er svært lav (3 db båndbredde = 10 Hz.). Den har likevel en brukbar forsterkning for frekvenser opp til 40 khz. Slike op.amp er betraktes som ubetinget stabile, og det er svært skjelden at en slik forsterker oppfører seg dårlig. Kåre Øen -02 Side 40 av 93

Nulljustering Hvis vi skal bruke op.amp'en til å forsterke opp små spenninger, må vi fjerne offsetspenningen. Dette kan gjøres på flere måter. Noen op.amp'er har tilkoblings-terminaler for ytre potensiometer for offsetjustering (LM-741 er en av disse). a) b) Fig. 1.15 Figur 1.15a viser hvordan dette gjøres.det må imidlertid advares mot å koble noen av terminalene til 0 volt. Dette vil ødelegge op.amp'en. En annen måte å fjerne offset-spenningen på er vist i figur 1.15b. Her tilføres en annen spenning på inngangen fra et potensiometer. Denne spenningen ligger mellom +U cc og -U ee. Den siste metoden har flere fordeler. For det første er den mer stabil. For det andre kan vi «nulle» ut større spenninger. Dette kan være nødvendig hvis vi har en fast spennigs-differanse på inngangen. Effektforsterkere Strømforsyninger Kåre Øen -02 Side 41 av 93

Kraftelektronikk Likeretterkoblinger Med likeretting mener vi at vi omformer vekselspenning med vekslende polaritet og størrelse til spenninger med samme polaritet. Som likeretter bruker vi halvlederdioder. Vi forutsetter her at diodens egenskaper er kjent fra tidligere. Den mest vanlige bruk av likeretting er i strømforsyninger hvor vi ønsker å likerette spenninger med nettets frekvens. Dette kan gjøres på flere forskjellige måter. Enkel likeretting. Figur 5.1 Figur 5.1 a viser skjema for en enkel likeretter, d.v.s. vi slipper bare gjennom den ene halvperioden av vekselspenningen. Effektiv-verdien av den likerettede spenningen Ud finner vi etter formelen: Ud = 2 Us π Hvor Us er vekselspenningens effektiv-verdi. Kurvene A i figur 5.2 viser oscilloscope-bildet av enkel likeretting. fig.5.2. Dioden må tåle en spenning i sperreretningen som er lik: Us 2 Kåre Øen -02 Side 42 av 93

Dobbel likeretting Figur 5.3 Figur 5.3 viser en kobling for dobbel likeretning med midtuttak på transformatoren,. Her brukes to dioder og effektiv-verdien av den likerettede spenningen regnes ut etter formelen: Ud = 2 2 Us 5.2 Her må diodene tåle spenninger i sperreretningen som er lik: Us 2 2 Fordelen med denne koblingen i forhold til enkel likeretning er at vi her får benyttet begge halv-periodene av vekselspenningen (Se fig 5.2 A+B). Graetz Brolikeretter Figur 5.4 Figur 5.4 viser den mest vanlige likeretter-koblingen. Denne kalles Graetz likeretterbro. Her er vi ikke avhengig av at transformatoren har midtuttak, men vi må ha 4 dioder.disse diodene må tåle en spenning i sperreretningen som er lik: U S 2 Her får vi også likerettet begge halvperiodene av vekselspenningen (Se fig. 5.2 A+B). Effektivverdien av den likerettede spenningen regnes ut etter formelen i ligning 5.2. Kåre Øen -02 Side 43 av 93

Trefase likeretting Vi vet fra elektroteknikken at ved trefase ligger spenningen for de tre fasene 120 forskjøvet i forhold til hverandre. (se figur 5.5) Figur 5.5 Enkel trefase likeretting Tegningen over viser en typisk enkel trefase likeretter. Spenningsbildet vises på tegningen nedenfor. Som vi ser vil rippelspenningen få en frekvens på 150 Hz. Kåre Øen -02 Side 44 av 93

Trefase brolikeretter Ved trefase likeretterbro kobler vi diodene som tegningen på figur 5.6nedenfor viser. Figur 5.6 Figur 5.7 nedenfor viser spenningsbildet for koblingen ovenfor Figur 5.7 Som vi ser får vi en rippelspenning med mye høyere frekvens (300 Hz) og mye mindre amplitude enn ved en-fase likeretting. Dette betyr at vi ikke trenger ha så store filterkondensatorer. Kåre Øen -02 Side 45 av 93