Solar Array Drive Electronics. Innholdsfortegnelse

Transkript

1 Innholdsfortegnelse 1 INNLEDNING... 3 STEPPEROTORER INTRODUKSJON TYPER AV STEPPEROTORER Variable reluktans motorer (VR) Permanent magnet motor (P) Hybrid motor VIKLING AV OTORER Entrådet (Unipolar) Totrådet (Bipolar) Totrådet (Bifilar) KRAFT ELEKTRONIKK INNLEDNING Full steg Halv steg ikrosteg DRIVERELEKTRONIKKEN Unipolar driver H-Bru Chopper teknikken Integrerte kretser SPENNINGSFORSKYNINGEN Step-Down-omformer Step-up-omformer Spenningsforsyning i integrert form Spenningsforsyning til mikrokontroller/fpga Spenningsforsyning til steppermotoren ELEKTRONIKK I EKSTREE FORHOLD STRÅLINGS KILDER Stråling fra Solen Den kosmiske strålingen Strålingsbeltene STRÅLINGENS PÅVIRKNINGER PÅ ELEKTRONIKKEN Single Event Effect (SEE) Total Ioniserings Dose (TID) Displacemet Damage(DD) Promt Dose (PD) ETODER FOR VALG AV ELEKTRONIKK ALGORITER ALGORITER FOR STYRING AV STEPPER OTOREN Situasjonsanalyse Styresignalene Algoritme for styring av stepper motor ATEATISKE ODELLER INNLEDNING UTVIKLING AV ATEATISK ODELL FOR -FASE P OG HYBRID OTORER ATEATISK ODELL FOR -FASE VARIABLE RELUKTANS OTORER Linearisering av spenningsligningene ATEATISK ODELL FOR 3 FASE PERANENT AGNET OG HYBRID OTORER ATEATISK ODELL FOR 3 FASE VARIABEL RELUKTANS OTORER ATLAB OG SIULINK

2 7.1 ATEATISK ODELL FOR FASE PERANENT AGNET OG HYBRID OTORER ATEATISK ODELL FOR 3 FASE PERANENT AGNET OG HYBRID OTORER FIELD PROGRAABLE GATE ARRAY (FPGA) HVA ER EN FPGA TYPER AV FPGA SRA-FPGA Antifuse-FPGA PRO-FPGA FPGA KVALIFISERT TIL BRUK I EKSTREE FORHOLD PROGRAET REDUNDANT PROGRA RESULTAT AV SIULERINGER SIULERINGER FOR FASE STEPPEROTOR (P) Simulering av fullsteg Simulering av mikrosteg SIULERING AV 3 FASE STEPPER OTOR (P) Simulering av fullsteg Simulering av mikrosteg KONKLUSJON TIL SIULERINGER I SIULINK KONKLUSJON KILDEHENVISNING OG REFERANSER DEFINISJONER... 78

3 1 Innledning Utvikling av en SADE med stepper motor En SAD (Solar Array Drive echanism) er en enakset mekanisme eller et servosystem som brukes til å styre solcellepanelene på en satellitt slik at panelene får mest mulig lys. Kongsberg Defence & Aerospace har utviklet en SAD, og ønsker at vi i dette prosjektet utvikler en prototyp for styringselektronikken (Solar Array Drive Electronic (SADE)) som skal inngå i produksjonen av servosystemet som skal styrer solcellepanelet. I rapporten er det disse hovedpunktene vi har lagt hovedvekt på: 1. Skjerming av elektroniske komponenter i geostasjonær bane.. Diskutert valg av motor. 3. Utledet matematiske modeller for forskjellige motorer. 4. Simuleringer av matematiske modeller av både hybrid og variabel reluktans motoren er satt opp i Simulink. Både fullstepping og mikrostepping er tatt hensyn til for en faset og 3 faset motor. 5. Satt opp algoritmer for styringen av motoren. 6. Konstruert driverelektronikken (SADE) til motoren. En FPGA krets er brukt og både fullstepping og mikrostepping er tatt hensyn til. Spenningsforsyningen er DC 8V, ± 5V, ±15V. 7. Elektronikken er redundant og kriterier for dette er satt opp. 8. Simuleringer av kretsene er utført. 9. En prototyp er lagt med kommersielle komponenter. Avgrensing Ettersom vi skal utvikle en prototyp for å teste prinsippene for styring, har vi ikke i denne oppgaven forsøkt å effektivisere kretsen med tanke på effektforbruk, størrelse og/eller vekt. Vi har heller ikke forsøkt å implementere noe stort mer av regulering enn en enkel PIregulator som regulerer hastigheten og posisjonen av motorakslingen. Inn data Styreelektronikk driverelektronikk Fase A Fase A Fase B Fase B Figur 1.1: Blokkskjematisk oversikt over hva vi ønsker å oppnå 3

4 Steppermotorer.1. Introduksjon En steppermotor er en elektromagnetisk enhet som konverterer digitale pulser til unike steppermotor aksel- rotasjoner (mekanisk rotasjon), det vil si diskrete stepp eller bevegelse. Denne rotasjonen (posisjonen) er direkte relatert til antallet pulser (synkron med antall pulser). Dette resulterer i en absolutt hastighet og rotasjon på akslingen, og gir en helt nøyaktig styring av motoren. Steppermotorer kan sees på som en elektrisk motor uten kommutator. Typisk er alle viklinger i motoren en del av statoren, og rotoren er enten en permanent magnet, eller en tannformet blokk laget av et bløtt magnetisk materiale (jern). En steppermotor er konstruert for å kjøre stegvis fram til bestemte posisjoner for så å stoppe. Når den står stille, går det likevel strøm i motorviklingene, slik at den kan motstå krefter som prøver å dreie motoren run. Den kan altså kjøres til en bestemt posisjon og låses der. Fordelene med steppermotoren er lav kostnad, høy pålitelighet, og en enkel, robust konstruksjon som kan opereres i nært sagt alle miljøer. Dreiemomentet er variabelt, den har høyt dreiemoment på lave hastigheter, men dette avtar ved høyere turtall. Steppermotorer kan kjøres i begge retninger og er enkel å kontrollere, det være seg dreiemoment, retning eller effektforbruk. Oppløsningen er høy, og den har et direkte grensesnitt mot digitale systemer. Sammenlignet med andre servosystemer har steppermotorer et fortreffelig effekt- vekt forhold, minimal rotor treghet, ingen avvik (fra ønsket posisjon), og ingen opphopning av feil. Ulempene er i hovedsak at ved lave hastigheter kan det oppstå resonanseffekter, og at ved økt hastighet minker dreiemomentet.. Typer av steppermotorer Det finnes i prinsippet tre forskjellige typer av steppermotorer, variable reluktans motorer, permanent magnet motorer og hybrid motorer. Forskjellene baserer seg i hovedsak på konstruksjonsprinsippene som er brukt, om de er basert på bruk av en permanent magnet og/eller en jern rotor med laminerte stål statorer. otoren består av multiple elektriske vindinger viklet i par (faser) run den ytre stasjonære delen av motoren (stator).den indre delen, rotoren, består av jern eller magnetiske plater som er laminert sammen og montert på en aksling. Rotoren har fremskytende tenner som retter seg inn etter magnetfeltene som skaper av viklingene. Når viklingene blir aktivert i en gitt sekvens, følger tennene på rotoren denne sekvensen og rotoren vil rotere en helt eksakt distanse gitt av magnetfeltet som induseres. Oppløsningen på motoren bestemmes av antallet fasekombinasjoner og antallet tenner på motoren. For eksempel: en motor med 00 step pr omdreining, har 50 rotor tenner ganger 4 fasekombinasjoner. 4

5 Det er ingen børster mellom rotoren og statoren, en steppermotor er en multi- polet børsteløs DC motor. Disse multiple spole- parene kan enten bli koblet positivt eller negativt, noe som resulterer i fire unike fullsteg. Når spolene blir aktivert i en korrekt sekvens, roterer motoren forover, og når sekvensen blir reversert roterer den andre veien. Hvordan motorene er viklet deles videre inn i forskjellige typer, vi har Unipolar type, Bipolar type, Single- fase type, ulti- fase type...1 Variable reluktans motorer (VR) Variable reluktans motorer benytter ikke permanent magnet, men har en rotor laget av bløtt jern med tenner. Som et resultat kan rotoren beveges uten magnetisk motstand. otoren kalles variabel reluktans motor fordi rotoren alltid beveger seg til en posisjon som minimaliserer den magnetiske reluktansen av det samlede fluksmønsteret. Denne typen konstruksjon er fin å bruke i ikke- industrielle områder hvor man ikke behøver så høyt dreiemoment, som for eksempel posisjonering av mikro slidere. Figur.1 VR-otor (Advanced icro Systems inc, 00) VR motoren ovenfor har fire statorpolsett satt 15 grader fra hverandre. Setter man strøm til viklingen i pol A, vil det skape en magnetisk tiltrekning som retter rotoren inn til pol A. Aktivering av pol B vil gjøre at rotoren dreier 15 grader og retter seg inn etter pol B. Denne prosessen vil fortsette med pol C, og dermed skape en bevegelse med klokken helt til den kommer tilbake til pol A. Reversering av denne prosedyren vil skape en rotasjon mot klokken... Permanent magnet motor (P) Permanent magnet motorer har en rotor laget av en permanent magnet. Denne rotortypen har vanligvis ingen tenner. Dette er en motortype som har relativt lav hastighet og dreiemoment, som har stor stegvinkel med enten 45 eller 90 grader. Det er en enkel konstruksjon med lav kostnad noe som gjør den ideell til ikke-industrielle applikasjoner som matehjul på printere etc. 5

6 Figur. Vikling av P-motor Figur.3 Vanlig P-motor (Hobby of Electronic Circuit Engineering, 004) (Advanced icro Systems inc, 00) P motoren i denne modellen har 4 poler og stegvinkelen er 90 grader. I en slik konstruksjon danner topp- og bunn- polene såkalte polpar, begge sidene er også polpar, det vil si at spolen og spolen er polpar, og spolen og spolen er polpar. Rotasjonshastighet og retning på motoren styres ved å forandre størrelsen og retningen på strømmen i polparene. Dette vil i praksis si at rotoren forandrer hastighet og retning ut fra at de induserte magnetfeltene blir forandret. Retningskontroll med klokka Tabell.1 Styringssekvens for motor,, og blir kontrollert I følgene sekvens Step angle Retningskontroll mot klokka "0" er jordpotensiale. Figur.4 Styring av P-motor (Hobby of Electronic Circuit Engineering, 004) 6

7 ..3 Hybrid motor Hybrid motorer kombinerer de beste karakteristikkene og særpregene fra de to andre typene motorer, variabel reluktans og permanent magnet. Hybrid motorer er konstruert med multitannete stator poler og en permanent magnet rotor. Standard hybrid motorer har 00 rotor tenner og roterer med en stegvinkel på 1.80 grader. Det finnes også motorer med stegvinkel på 0.9 grader og 3.6 grader. Hybridmotorer har både et høyt statisk og dynamisk moment, og kan kjøres i veldig store steghastigheter. Dette fører til at de kan brukes i et veldig bre område av industrielle områder. Figur.5 Hybrid-motor (Advanced icro Systems inc, 00) 1.3 Vikling av motorer Permanent magnet og hybride stepper motorer kommer også med forskjellige typer viklinger for de forskjellige motortypene Entrådet (Unipolar) Figur.6 Unipolar kobling (Advanced icro Systems inc, 00) Både permanent magnet og hybrid stepper unipolare stepper motorer har fem eller seks tråder og er vanligvis tvinnet som vist på figur.6, med et uttak i mien på hver tvinning. Ved bruk er det vanlig å koble strøm mellom 1 og a eller b for å bestemme retningen på magnetfeltet. 7

8 Samme gjelder mellom og a eller b. Den av a og b som ikke er i bruk kan vanligvis kobles til jord for å endre retningen på magnet feltet.(retningen stator skal beveges blir påvirket.) 1.3. Totrådet (Bipolar) Figur.7 Bipolar kobling (Advanced icro Systems inc, 00) Bipolare stepper motorer er enklere konstruert enn unipolare, hvis vi ser på figur.7, ser vi at vi ikke lenger har noe utstikk fra viklingene. Selv om viklingene i motoren blir enklere, blir det vanskeligere å endre strømretningen i spolen. Dette må endres ved at polariteten endres, noe som må gjøres i driverkretsen Totrådet (Bifilar) ed bifilar viklet motorer menes det at det er to identiske sett med viklinger på hver stator pol. Disse to korresponderende viklingene er viklet i hver sin retning. Denne formen for viklingskonfigurasjon forenkler operasjonen med å snu rotasjonsretningen, da man bruker den ene spolen til den ene veien og vise versa. Forandring av strømretningen, vil reversere rotasjonen på motorakslingen.. Figur.8 Bifilar kobling (Advanced icro Systems inc, 00) Den mest vanlige lederkonfigurasjonen for en bifilar steppermotor er 8 ledere, fordi det fører til fleksibilitet mhp både seriell eller parallell tilkobling. Det finnes dog mange 6 leders motorer for serielle applikasjoner. 8

9 3 Kraft elektronikk I dette kapitelet vil vi ta for oss konstruksjon/vurderinger av analoge kretser som skal benyttes i forbindelse med prototypen vår. Vi kommer først til å se på driver kretser som brukes til å forsterke strømmen fra mikrokontrolleren, og til slutt vil vi se på hvordan vi kan konstruere kraftforsyning til komponentene våre. 3.1 Innledning For å forstå hvilke funksjon driver elektronikken har i systemet vårt vil vi først se på hvordan den brukes. Deretter vil vi se på hvordan vi kan konstruere vår egen driverelektronikk dersom det skulle være nødvendig. Et vanlig system som benytter seg av mikrokontrollere består vanligvis av inn data, styre elektronikk, driverelektronikk og en steppermotor. Inn data Styreelektronikk driverelektronikk Fase A Fase A Fase B Fase B Figur 3.1 Fra styresignal til motor Inndataen er signal fra systemet som gir informasjon til styreelektronikken om hvor fort motoren skal rotere, og hvor mange steg den skal bevege seg og hvilke retning. Typisk brukt til styre elektronikk er digitale kretser, mikrokontrollere eller programmerbar elektronikk. Styreelektronikken sender ut strømpulser som aktiviserer spolene i stepper motoren. Vi har tre teknikker som kontrollerer stegene. Henholdsvis full steg, halv steg og mikrosteg Full steg Standard hybrid steppermotorer har 00 rotor tenner, eller 00 fullsteg per omdreining av motorakslingen. Dette gir en fullstegs vinkel på 1.8º. Normalt blir fullsteg oppnådd ved å aktivere begge viklingene mens man vekselvis reverserer strømretningen. Hovedsakelig er ett digitalt signal fra driveren ekvivalent med ett fullsteg. 9

10 3.1. Halv steg Halvsteg vil enkelt og greit si at man deler stegene i to, slik at en motor med 00 fullsteg vil få 400 steg per omdreining. I denne modusen, vil først en vikling aktiveres, så blir to andre viklinger vekselvis aktivert, noe som fører til at rotoren vil dreie bare halve distansen, eller 0.9º. Den samme effekten kan oppnås ved å operere i fullstegmodus med en motor som har 400 steg per omdreining. Halvsteg er uansett en mer praktisk løsning i industrielle applikasjoner. Selv om halvsteg fører til litt mindre moment, vil halvsteg redusere antallet viklingsaktiveringer som er knyttet til fullstegsmodus ikrosteg ikrostepping er en relativt ny steppermotor teknologi. Ved mikrostepping vil strømmen i motorviklingene i enda større grad bli kontrollert slik at antallet posisjoner mellom polene øker betraktelig. Ved å produsere to forskjellige sinusformede strømmer som er 90 faseforskjøvet i forhold til hverandre vil vi kunne få steg som er mindre enn halv steg. På denne måten vil motoren ha en kontinuerlig overgang av strømmen i en spole i motoren til neste. I driver kretsen oppnår vi dette ved å koble inn en DAC omformer ved chopperen. ikrostepping er typisk brukt i applikasjoner som krever en eksakt og resonansfri posisjonering og en fin oppløsning over et utstrakt hastighetsområde. 3. Driverelektronikken. Driverelektronikk er nødvendig da vanlige logiske kretser ikke leverer nok strøm til stepper motoren. En mikrokontroller leverer f. eks vanligvis bare noen få mikroampere, mens en vanlig motor vanligvis krever over 100mA. Driverelektronikk konverterer signalene som kommer fra kontrolleren. Disse blir konvertert til den strømmen som er nødvendig for å aktivisere motorviklingene. Det finnes et utall av typer drivere, med forskjellige strøm/strømstyrke forhold og konstruksjonsteknologi. Ikke alle drivere er egnet til å drive alle typer motorer, så når man skal konstruere et bevegelses kontrollsystem er valg av driver meget viktig. Vi skal nå ta for oss noen av de mest vanlige driver teknikkene, samt noen ferdigproduserte integrerte kretser som kan brukes i romsammenheng. 10

11 3..1 Unipolar driver Ved bruk av unipolare motorer er det relativt enkelt å endre retningen på stepper motoren, vi kan derfor enkelt konstruere drivere ved å koble opp et hexbuffer for å redusere belastningen på inngangen til mikrokontrolleren. Deretter er det koblet til en transistor for å forsterke strømmen. Transistoren fungerer også som en bryter. Som transistor bør vi benytte oss av en krafttransistor, for eksempel NPN Darlington. 1 VCC ut1 ut ut3 ut4 ut5 ut6 ut7 ut VCC ikrokontroller 14 Figur 3. Enkel konstruksjon av unipolar driver for steppermotor. I motorspolene bygger det seg opp høye spenninger (L(di/)). For å unngå overbelastning på transistoren er det nødvendig å avlede spenningsspikrene. Dette gjør vi enkelt ved å koble inn en diode i parallell med spolen i motoren H-Bru Til kontroll av bipolare steppemotorer trenger vi en krets som kalles H-bru. H-bruer i sitt mest grunnleggende består av fire transistorer og fire dioder (se figur 3.3). Transistorene vil fungere som bryter, disse sørger for å slå av og på strømmen i motor spolene. Diodene på sin side er en sikrings mekanisme, som skal beskytte transistorene mot overbelastning. 11

12 Spenningsforsynning Figur 3.3 H-bru Spolen i mien av figur 3.3 representerer motor spolen. En enkel H-bru kan bare styre strømmen gjennom en enkel spole, hvis motoren har flere spoler må da antall H-bruer økes. Det tilbyes imidlertid mange kommersielle integrerte H-bru kretser, funksjonalitet og kompleksitet varierer da fra leverandør til leverandør. Ved å kontrollere svitchene har H-brua da fire operasjons modus som er av interesse for oss, disse er som følger: Forward mode Reverse mode Fast decay Slow decay Forward mode: Forover modus strømmen flyter gjennom transistorene A og D, se figur 3.4. Figur 3.4 Prikkede linje viser strøm flyt gjennom H-brua. 1

13 Reverse mode: Solar Array Drive Electronics Figur 3.5 Reversere modus. Hvis vi ønsker å reversere retningen i bipolare motorer, må vi reversere strømmen gjennom motor spolen. Dette gjøres ved at transistorene A og D åpnes, mens C og B lukkes. Figur 3.5 viser at strømmen vil da flyte motsatt vei i forhold til strømmen i figur 3.4, se pil. Fast decay mode: Figur 3.6 H-bru med alle transistorene åpne. I figur 3.6 er alle transistorene i kretsen er åpne, strømmen gjennom spolen vil da virke mot spenningsforsynningen og to dioder. Hvilket betyr at strømmen gjennom motor spolen vil dø ut ganske fort. I denne tilstanden vil motoren rotere fritt med lite eller ingen bremse effekt. Figur 3.6 viser strøm retning i spolen mot høyre, hvilket betyr at fast decay mode ble slått på etter forward mode. 13

14 Slow decay mode: Solar Array Drive Electronics Slow decay mode eller dynamisk bremse modus. I denne operasjons tilstanden vil strømmen flyte i ring run motor spolen og transistoren som er åpen, i vårt tilfelle transistor D (se figur 3.7). Strømmen som er i flyt vil da dø ut saktere enn ved fast decay mode, og vil ha en bremse effekt på rotoren til motoren. Figur 3.7 Prikkede linje viser strømmen I figur 3.7 har slow decay mode blitt slått på etter forward mode, hvilket ser vi ut fra pilen for strømmen gjennom motor spolen. I denne kretsen er transistor D lukket, mens transistor B kan være valgfritt lukket eller åpent. Transistor A og C er åpne. Når det gjelder stepper motorer kan vi da velge mellom flere faser, deriblant er tofase, trefase og femfase motorer noen av de mest vanlige. For styring av fasene kan H-bruer brukes, når antall faser økes, økes som regel også antall spoler i motoren. Vi øker da ganske enkel antall H-bru. Det finnes imidlertid en enklere og billigere måte å kontrollere fasene på enn bruk av rene H-bruer. Figur.8 viser en krets som driver en tre fase steppemotor uten bruk av H-bru. I denne kretsen har det blitt tatt i bruk seks transistorer og seks dioder, hvis vi skal gjøre dette med rene H-bruer, vil vi trenge tolv transistorer og tolv dioder. Vi ser klart at både kompleksiteten og kostnaden er halvert. Figur 3.8 Tre fase motor driver krets. 14

15 3..3 Chopper teknikken Det vil være tilfeller der kontroll av strømmen gjennom motor spolen er nødvendig, for eksempel unngå overhetning i motoren. Det kan også være slik at vi opererer motoren med en høyere spenning enn oppgitt for å øke motor effektivitet. Vi må da begrense strømmen gjennom spolene for å unngå opphetning og kortslutning. Den enkleste måten å begrense strømmen gjennom motor spolene på er da, bruk av eksterne motstander i serie med spolen. Denne metoden fungerer bra hvis total effekt ikke blir for høy, ellers vil dette føre til opphetning i kretsen. Chopper teknikken er da en strøm kontroll teknikk, som ikke har det samme opphetningsproblemet som andre metoder. Kretsen er da noe mer komplisert, se figur 3.9 og Figur 3.9 Grunnleggende chopper krets Figur 3.10 strøm kontroll med ekstern motstand (stepperworld.com, 004) (stepperworld.com, 004) Essensen til chopperen ligner på det til en pulsbreddemodulator (PW), chopperen skal opprettholde strømmen gjennom motor spolen. Slik at tiden det tar å lade opp spolen minskes, hvilket betyr at motor effektivitet økes. Som vist i figur 3.9, så har chopper kretsen en sense motstand, som skal registrere strømmen gjennom motor spolen. Strømmen gjennom motstanden er proporsjonalt med strømmen gjennom motor spolen. Spenningen over sense motstanden vil da bli sammenlignet med en referansespenning, hvis spenningen er lavere enn referansespenningen vil spolen bli slått på og strømmen bygge seg opp. Hvis spenningen er høyere vil spolen bli slått av, slik vil det gå til det kommer et logisk signal inn til kretsen og slår av hele kretsen. 15

16 Hvis vi nå tar chopperen et hakk videre og legger til en Digital til Analog konverter (ADC), vil vi få en driver krets som er i stand til å foreta mikrostepping (se figur 3.11). Figur 3.11 Chopper krets med DAC (stepperworld.com, 004) Som vi ser ut fra figur 3.11, så er kretsen ikke ulik et vanlig chopper-krets. Den essensielle forandringen er DAC en, den er da i stand til å gi ut forskjellige referanse spenninger. Ved nøyaktig manipulasjon av Vref, kan vi produsere avskilte steg og hvis disse stegene er små nok vil de se og oppføre seg som cos/sin bølger Integrerte kretser Det finnes et hav av ferdig konstruerte kretser for styring av stepper motorer med integrerte h- bruer, choppere, ADC konvertere og andre finurligheter, dessverre er det få som har QL standard. Vi har ikke funnet noe med kvalifisert standard verken for kjente drivere som L93 og L98, tidligere SGS-Thompson (som nå er kjøpt opp av Texas Instrument), Allegro eller Texas Instrument. Natinal Semiconductor har derimot to alternativ for integrerte driverkretser. LD1800 for fullsteg og LD1845 for fullsteg og mikrosteg. 16

17 Figur 3.1 Kretsen vi valgte å benytte oss av. Vi vil i prototypen benytte oss av LD1845 for å teste ut prinsippene for både fullsteg og halvsteg. 3.3 Spenningsforskyningen Satellitten leverer normalt 8 VDC, ±15V og ±5V, det kan derfor være behov for spenningsomformere for mikrokontroller/fpga og/eller stepper motoren. Vi skal derfor se litt på hvordan dette kan gjøres Step-Down-omformer En step-down-omformer er en switch-mode spenningsforsyning som leverer en regulert utgangsspenning som er lavere enn inngangsspenningen. Omformeren bruker ikke transformatorer. 17

18 Figur 3.13 Prinsippet for en step-down-omformer Transistoren fungerer som en svitsj og er styrt av en styrekrets som er koblet til gate. Styrekretsen slår av og på transistoren med en bestemt frekvens. Når transistoren leder, lades kondensatoren C opp til utgangsspenningen, og styrekretsen stenger transistoren. Når belastningen koples til, blir kondensatoren C ladet ut gjennom belastningsmotstanden. Neste gang transistoren er på, vil styrekretsen holde den ledende utgangsspenningen når den ønskede verdien, og slå den av igjen. Utgangsspenningen er ikke konstant, men vil ha en rippelspenning med svitsjefrekvensen Step-up-omformer. En step-up-omformer kan gi en utgangsspenning som er høyere enn inngangsspenningen. Effekten som hentes ut fra utgangsspenningen vil selvsagt være mindre enn på inngangen, derfor vil strømmen i inngangen være større enn på utgangssiden. + + DC inn DC ut - Figur 3.14 Step-up-omformer - Step-up-omformeren er koblet på samme måte som step-down-omformeren. Når transistoren leder, ligger hele inngangssignalet over spolen, og dioden sperrer. Det dannes et magnetfelt run spolen, og når transistoren sperrer bryter dette magnetfeltet sammen. Det blir indusert en spenning i spolen med motsatt polaritet. Hvor stor den er, avhenger av belastningen til spolen. Denne spenningen er i serie med inngangsspenningen, og dioden leder. Kondensatoren ved utgangen lader seg opp til den ønskede verdien på utgangsspenningen før styrekretsen igjen slår på transistoren. Heller ikke her er utgangsspenningen konstant Spenningsforsyning i integrert form Vi har nå bare sett på prinsippet for omformere, skal vi konstruere den selv vil den bli langt mer avansert. Det er derimot mulig å lage enkle switch mode spenningsforsyninger med et fåtall av komponenter. Vi benytter oss da av omformere som er konstruert i integrerte kretser. 18

19 Integrerte kretser har lavere effekttap, og trenger dermed ikke kjøleprofiler som serieregulator. Av leverandører som leverer integrerte spenningsforsyninger som har QL standard kan vi nevne National Semiconductors og Texas Instruments Spenningsforsyning til mikrokontroller/fpga Vi har ved utvikling av produktet valgt å bruke en mikroprosessor levert av Texas Instrument. Den krever en spenning på 3.3 volt. ikroprosessoren ble levert på et prototyp kort hvor spenningsomformingen blir foretatt uten at vi trenger å bry oss om det. Vi har likevel valgt å se på en alternativ løsning for å omforme satellittens 5 volt spenning til 3.3 volt. Som utgangspunkt benytter vi oss av National Semiconductor ettersom de har en meget brukervennlig side, og fordi de leverer komponenter som kan benyttes i satellitter. National Semiconductor designer kretsen for oss dersom vi skriver inn ønsket innverdi og ønsket utverdi. Ved å se over listen over rom kvalifiserte komponenter valgte vi å benytte oss av L 594ADJ og fikk ut følgende styrekrets: Figur 3.15 Forslag til styrekrets for mikroprosessoren. 19

20 National Semiconductor gir oss også muligheten til å simulere kretsen via hjemmesiden. Figur 3.16 Simulerte utgangsverdier fra styrekretsen Spenningsforsyning til steppermotoren Steppermotoren trenger en spenning på 19 volt, og vi har tilgjengelig 8 VDC, ±15V og ±5V fra satellitten. Vi har ingen spenningsforsyning til denne kretsen og har derfor valgt å konstruere denne på prototyp kortet vårt. Vi valgte også her å benytte oss av National Semiconductors, men fant dessverre ingen komponenter med QL standard som kunne benyttes ved omforming fra 8 til 19 volt. Vi valgte derfor å prøve en step-up-omformer fra 15 til 19 volt. Vi fant her L3478 med QL standard. 0

21 Figur 3.17 Forslag til styrekrets for steppermotoren. Denne kretsen ble simulert for å se om den ga forventet utverdi. Figur 3.18 Simulerte utgangsverdier fra styrekretsen for stepper motor. 1

22 4 Elektronikk i ekstreme forhold I henhold til det faktumet at produktet, som vi er i ferd med å utvikle, skal brukes i verdensrommet, vil vi i dette kapittelet gi en innføring i forskjellige romforhold, som vil ha stor påvirkning på elektronikken. Vi skal da konsentrere oss om forholdene i geostasjonær (GEO) bane hvor vi finner det meste av overvåknings- og kommunikasjonsfartøy. Geostasjonær bane har en høyde på omkring km over havnivå, eller en radius på 6,6 jordradianer. ed romforhold mener vi da temperaturen og den strålingen som er utenfor jordas atmosfære. Når det gjelder stråling har vi stråling fra solen, kosmisk stråling fra ytre verdensrom og strålingsbeltene i magnetosfæren som de viktigste faktorene. Vi vil i denne oppgaven se bort fra stråling som er skapt av menneskelig aktivitet i rommet, for eksempel tester av atomvåpen. Ettersom geostasjonær bane er så pass høyt oppe at satellittene vil bli lite påvirket av denne type stråling. Videre vil vi se bort fra den termiske solstrålingen, fordi denne typen stråling vil påvirke hele satellitten som en helhet. Vår Solar Array Drive Electronic (SADE) del, vil da bli inkludert som en liten del av hele satellitten. ikrometeoritter er også del av romforholdene men vi vil ikke gå i detaljer her, kort fortalt er mikrometeoritter veldig små fragmenter med veldig høy hastighet. Disse er rester av tidligere oppskytninger eller rett og slett romstøv. 4.1 Strålings Kilder Ordet stråling betyr kortfattet energi overføring fra et punkt til en annen, i form av høyenergetiske partikler og/eller elektromagnetiske bølger. Stråling fra verdensrommet består hovedsakelig av høyenergetiske partikler, elektroner, protoner. Naturlige strålings kilder er: Solen Kosmisk stråling Strålingsbelter Stråling fra Solen Stråling fra solen kommer i form av to hovedkomponenter, solvinder og solutbrudd. Solvind består av protoner og elektroner i en kontinuerlig fluksstrøm som er tidsvarierende. Partiklene i solvinden beveger seg med en hastighet fra km/s og energinivået er fra noen tusen til flere hundre millioner elektronvolt. Generelt så er partikkel fluksen for solvinden,5x10 1 partikler/m s. Figur 4.1 Kollisjon mellom solvind og jordas magnetfelt. (Space Radiation Analysis Group, 00)

23 Solutbrudd består av protoner, elektroner og tunge ioner. Solutbrudd er ikke kontinuerlig, og har omkring 11 års syklus, de sterkeste solutbruddene oppstår ved starten og slutten av syklusen. Energinivået for protonene og elektronene i solutbruddene varierer fra noen få millioner elektronvolt for elektronene til flere hundre millioner for protonene Den kosmiske strålingen Den kosmiske strålingen kommer fra ytre verdensrom, altså utenfor vårt solsystem. Strålingen er rester etter nova utbrudd eller stråling fra andre galakser. Strålingen består av tunge partikler, ioner fra ulike atomslag fra hydrogenioner og helt opptil uraniumioner. Kosmisk stråling kan betraktes som en konstant fluks over tid. Partikkel fluksen for kosmisk stråling er ikke like høy som for solvinden eller solutbruddene, men partiklene beveger seg med mye høyere hastighet (nær lyshastigheten). Sammen med det høye energi innholdet, opp i mot flere giga elektronvolt, er de kosmiske partiklene spesielt farlig for moderne satellitter der elektronikken er veldig sårbar Strålingsbeltene Strålingsbeltene også kalt Van-Allen beltene, er et resultat av kollisjoner mellom solvinden/solutbrudd og Jordas magnetosfære (se figur 3.1). Etter kollisjonen blir de ladede partiklene, elektroner og ioner i opptil flere million elektronvolt, sittende fast i de lukkede magnetiske feltlinjene og gir opphavet til strålingsbeltene. Utenom interplanetare misjoner så er det kun satellitter i GEO baner som er utsatt for strålingsbeltene, fordi det ytre strålingsbeltet ligger akkurat i området for GEO baner. Vanlig romvirksomhet operere i en høyde vel under det indre strålingsbeltet (mindre enn 00 km). Tabell 4.1 Strålings karakteristikk i GEO baner. Strålings karakteristikk i GEO baner Kilder Energinivå Partikkel typer Solvinden og Solutbrudd < 1 kev - > 1 ev Protoner, elektroner og tunge ioner Kosmisk Stråling > 10 ev Tunge ioner (H, He, Ne ) Strålings beltene > 1 ev Elektroner og ioner 4. Strålingens påvirkninger på elektronikken 4..1 Single Event Effect (SEE) SEE er en gruppe anomalier (feil) som oppstår på grunn av kun en enkel ladet partikkel, med energinivå fra kev til ev. Den første SEE anomalien ble registrert i De tre hoveypene av SEE er som følger: Single Event Upset (SEU) Single Event Latchup (SEL) Single Event Burnout (SEB) 3

24 SEU: Er det vi kaller for ikke kritiske feil, fordi en enkel omstart vil gjøre at komponenten virker normalt igjen. SEU oppstår som et resultat av ladede partiklers bevegelser gjennom elektroniske komponenter, partiklene vil da ionisere materialet og legge igjen en spenning som vil samle seg opp. Energien som partikkelen mister per vei lengde, i sin gjennomgang, blir kalt Linear Energi Transfer (LET) og er målt i ev -cm /mg. Linear Energi Transfer threshold (LET th ) er en minimumsgrense, som blir brukt ved beregning og testing om en komponent er kvalifisert til bruk i det aktuelle strålingsmiljøet. Sjansen for at SEU oppstår er 1 % over en ti minutters periode, konsekvensen er at logisk nivåer skiftes i digitale kretser (det vil si logisk 0 vil bli logisk 1). Andre utsatte komponentene er analoge og optiske komponenter. For å redusere muligheten for skade som følge av SEU kan vi ta i bruk: Watchdog timer for å detektere og korrigere avvik i programalgoritmen. Algoritmer for å detektere og korrigere feil ved bruk av minnekretser. Ta i bruk redundant elektronikk ved lagring av data. Standard grense for en komponents motstand mot SEU er over 40 ev-cm /mg. SEL: Disse anomaliene er permanent og varierer fra å være ikke kritiske til kritiske feil, avhengig av om feilen kan bli rettet eller ikke. SEL gjør at kretsen er brakt til en unormal tilstand slik at den ikke lenger reagerer på inngangssignalet. COS-strukturen har noe som kalles for parasitt transistorer, disse er kan da danne pnpn tyrisistor eller SCR-struktur (se Figur 3.). På grunn av denne oppbygningen er COS veldig utsatt for SEL. Figur 4. Snitt av karakteristikken til SEL i COS. (ESA, 004) Under normale omstendigheter vil SCR-strukturen være av. en ved ionisering, som resultat av stråling (tunge ioner), vil SCR-strukturen bli byttet om til på og parasitt transistorene vil begynne å lede strøm. Dette fører til at komponenten bruker mer strøm enn det den er designet for og kan da i verste fall føre til kortslutning. Det må en slå av og på omstart for å rette opp SEL. 4

25 Av og til er ikke en omstart nok til å rette på feilen, derfor må halvleder produsenter være veldig nøye med elektrisk isolasjon og doping av substratene. For komponenter i GEO baner, så er det krav om at de må tåle over 100 ev-cm /mg, for å unngå SEL. SEB: Single event burnout er kritiske feil og må unngås helt. SEB oppstår som et resultat av tunge ioners gjennomgang i elektronikken. Spenningen som ionene legger igjen bak seg kan føre til kortslutning i kraft OSFET, kortslutning og støy i CCD (Charged Coupled Devive). Single Event Burnout er temperatur avhengig, forsøk har vist at jo høyere temperatur jo lavere SEB rate. Den beste måten å unngå SEB er å kjøre grundige tester på komponenten før det taes i bruk. Det finnes også andre typer SEE, og de er som følger: Tabell 4.: Andre typer av SEE. Typer av SEE Opphav Effekter Single Event Transient (SET) Single Event Gate Rupture (SEGR) Single Event Dielectric Rupture (SEDR) Single Event Functional Interrupt (SEFI) Protoner og elektroner Protoner, elektroner og tunge ioner Tunge ioner Protoner og elektroner Skaper en transient puls på komponentens utgang Fører til kortslutning Skaper brudd i den elektriske isolasjonen i COS og kraft HEXFETs, kan føre til kortslutning Komponenten går til en tilstand der den ikke lenger kan utføre de funksjoner den har blitt designet for 4.. Total Ioniserings Dose (TID) Total ioniserings dose (TID) også kjent som Total strålings dose er mål for hvor mye stråling en komponent kan utsettes for, før den slutter å fungere. TID måles i radiation absorbed dose (rad(si)) og er avhengig av bane, høyde og utsatt tid. TID fører til forvitring av materiale og vil føre til høyere lekkasjestrømmer, forflytting av komponent terskel og degradert ytelse. For å redusere skader som følge av TID og øke komponentenes leve tid, benyttes det skjerming og forbedrede komponenter. Dessverre så er skjerming lite effektiv mot høyenergetiske partikler og tunge ioner. TID er en anomali som vil alltid være tilstede med mindre vi finner opp materialer som er 100 % strålingssikker. For komponenter i GEO baner så er kravet at de må tåle fra 100 krad(si) til 1 rad(si) Displacemet Damage(DD) DD oppstår som et resultat av kollisjoner mellom protoner eller protoner og halvledernes krystall struktur. Dette fører til at komponentens program parameter skiftes og forvitring av materiale over lang tid. 5

26 4..4 Promt Dose (PD) Ved veldig høy fluks av elektroner, protoner, x-stråling eller gamma-stråling vil det skape elektron hull par i halvleder komponenter. Vi vil da få veldig høy strøm flyt i komponenten, dette vil da føre til feil i komponenten og i verste fall kortslutning. 4.3 etoder for valg av elektronikk Det finnes seks basissteg som produsenter av elektronikk i bruk i strålingsmiljøer må ta hensyn til i deres design: 1) De må definere og analysere det aktuelle strålingsmiljøet. ) De må da teste komponentenes reaksjoner i det miljøet. 3) De må så tenke på beskyttelse av elektronikken. 4) Så må de teste de metoder de har tenkt i punkt 3, for å bekrefte at beskyttelsen virker. 5) Så må de observere elektronikken og beskyttelsen i reel bruk. 6) Overføre det de har funnet ut til andre. Punkt 5 og 6 er to ganske viktige punkter, men de blir som ofte glemt pga. praktiske årsaker, som kostnader og tidsforbruk. For rom applikasjoner finner vi The Qualified anufacturers List (QL). QL systemet ble introdusert som et alternativ til den dyre QPL il standarden. QL systemet har følgende nivåer: T A Space level alternative to upscreened commercial components. V Critical space applications Q Hi-Rel Application il 883 compliant product N Value added Plastic Encapsulated icrocircuits (PEs). Avhengig av hvor systemet skal brukes, kan brukere velge produkter med de forskjellige nivåene. Det er anbefalt at QL kvalifiserte elektronikk brukes, når elektronikken skal brukes i strålingsmiljøer. I vår tilfelle vil QL S nivå være best, fordi GEO baner er ganske tøff på elektronikken. 6

27 5 Algoritmer 5.1 Algoritmer for styring av stepper motoren Situasjonsanalyse For å rotere en stepper motor må vi endre det magnetiske feltet på hver spole. Dette gjøres ved å sende strømmer med forskjellige verdier inn på spolene. Det er mange metoder som egner seg til å magnetisere feltene i spolene. etoden mest brukt for analytiske formål er å aktivisere en fase om gangen. Stator vil bli pekende mot fasen som er aktivisert inntil neste fase aktiveres. Et eksempel på dette kan vi se i tabell 1. Tabell 5.1 agnetisering av tre faset VR-motor. Puls nr Fase Fase Fase Vi ser i tabellen at sekvensen må repeteres om og om igjen for å rotere motoren. Et pulstog tilsvarer et steg i motoren Figur 5.1 Grafisk fremstilling av magnetiseringen. For å endre retningen må vi for unipolar motorer sende inn et ekstra signal for å indikere hvilke retning den skal rotere. For bipolare motorer må vi snu sekvensen ( ) og la driverkretsen endre retningen i magnetfeltet. En annen mye brukt metode er å aktivisere to faser om gangen slik at rotor blir stående mi mellom to faser. Fordelen med denne metoden er at stator raskere demper bevegelsene. 7

28 Tabell 5. agnetisering av to faset hybrid motor eller 4 faset VR-motor Puls nr Fase Fase Fase Fase Sekvensen blir noe annerledes dersom vi benytter oss av driverkretser. For eksempel ved bruk av H-bru for bipolar tofase motor til å forsterke strømmen vil vi få følgende resultat: S1 S3 S5 S7 Fase A 1 Fase B 1 S S4 S6 S8 Figur 5. Driver-bru til en to-faset stepper motor Når vi tidligere så på H-bruer, så vi at for H-bruer har vi fire arbeids modus: Forward mode (1001) Reverse mode (0110) Fast decay (0000) Slow decay (0101) Hvis vi ser på tabell 3 ser vi hvilke svitsjer som må aktiviseres for å styre magnetfeltet ved bruk av en H-bro. Tabell 5.3 agnetisk sekvens for tofase motor a) en fase aktivert Puls nr. S S S S S S S S

29 b) to faser aktivert Puls nr. S S S S S S S S Svitsjeelementene i bruen (figur 4.) må virke parvis samtidig. På denne måten må S1 og S4 virke på samme tidspunkt, det samme gjelder for parene S og S3, S5 og S8 og S6 og S7. Ved å bruke boolsk algebra ut fra tabell 3 b sitter vi igjen med styresignalene: Tabell 5.4 Pulstog som trengs for å kontrollere en H-bru Puls nr Q = S1 S Q = S S Q 1 = S5 S Q = S S Ved bruk av forskjellige driverkretser vil vi altså få pulssignal som varierer fra pulstogene vi så i tabell 5.3 og 5.4. Ferdigkonstruerte integrerte kretser krever gjerne egne pulssekvenser for å styre motoren. Informasjonen om dette vil stå i datablad for brikken. Videre i kapitelet vil vi ta utgangspunktet i sekvensen vi så på for aktivisering av fasene på motoren. Vi vil også se på hvordan vi kan konstruere translatører for å oversette til sekvensen som er nødvendig for driverkretsen som er valgt i konstruksjonen. Ved utvikling av en algoritme får et åpent system er det viktig at vi ikke mister noen steg når motoren akselererer seg til en høy hastighet, eller om motoren skulle snu retning. Vi er derfor avhengig av at farten kan akselerere og deakselerere. Vi vil i løpet av dette kapitelet se på forskjellige aspekt ved generelle algoritmer for styring av stepper motor slik at den kan anvendes både for to- og trefaset hybrid og variabel reluktans steppermotor. Deretter skal vi utvikle en fullstendig algoritme for styring av en bipolar, hybrid motor ved bruk av LD

30 5.1. Styresignalene Kongsberg Defence and Aerospace har ikke gitt noen klar definisjon på hvordan de ønsker at signalene som kommer inn til systemet skal tolkes utover at step i steppemotoren tilsvarer 1 forflytting av solcellepanelet. Videre er det ønsket en fart på 1 /sek altså 000 steg/sek og en posisjonsnøyaktighet på 0,1 inn til styreelektronikken. Vi kan velge om signalet inn til elektronikken skal komme i parallell eller seriell form, men at det er foretrukket med parallell form. Signalets størrelse er også mer eller mindre valgfritt, men 8 bit er for lite. Vi vil derfor definere et styresignal på 16 bit. Vi lar det første bitet avgjøre hvilke retning motoren skal bevege seg, det vil altså fungere som et fortegn som bestemmer hvilke retning motoren skal bevege seg. Deretter må vi greie ut i hvordan vi skal avgjøre hvordan signalet på ny posisjon skal tolkes. Det er lite sannsynlig at solcellepanelet skal bevege seg mer enn 45 om gangen Figur 5.3 Skisse over solcelle panelet. ed en posisjonsnøyaktighet på 0,1 trenger vi 450 kombinasjoner, for å få det trenger vi 9 bit. Dersom det skulle være behov for å flytte det lengre må et nytt signal sendes inn. Det er ønskelig med en et hastighetskrav på 1 /sek, det vil si 000 steg/sek. Fullsteg: Vi velger her en maks hastighet på 4000 steg/sek ( /sek). Vi har 6 bit tilgjengelig for å styre farten, og velger å dele de ned slik at hastigheten vil kunne justeres med 6,5 steg/sek for hver bit vi øker. Hastigheten kan dermed velges ut fra formelen: Hastighet = 6,5 steg / sek n, hvor n = verdien av bitsekvensen SPE5-SPE0 30

31 ikrosteg: For mikrosteg vil motoren foreta flere steg for å oppnå et fullsteg. Ved for eksempel bruk av 1/8 steg vil vi måtte foreta steg/sek for å oppnå 1 /sek. Ved for stor hastighet er det fare for å miste steg, noe som er lite ønskelig. Vi velger derfor en maks hastighet for mikrosteg på 1 /sek. Vi benytter her formelen: 000 steg / sek s Hastighet = n, hvor s = antall steg per fullsteg 6 n= verdien av bitsekvensen SPE5-SPE0 Ut fra premissene som er presentert velger vi følgende måte å tolke innsignalet til system: Bit nr Navn DIR POS8 POS7 POS6 POS5 POS4 POS3 POS POS1 POS0 SPE5 SPE4 SPE3 SPE SPE1 SPE0 Figur 5.4 Signal inn til styreelektronikken bit15: (DIR) bestemmer retningen motoren skal bevege seg. 0: otoren beveger seg med klokkeretning. 1: otoren beveger seg mot klokkeretningen. bit14-bit6: (POS) bestemmer mange grader motoren skal bevege seg [0,1, 45 ]. 0,1 = 1 = ,0 = 450 = (Verdier over 45,0 vil ikke bli kjent gyldig) bit5-bit0: (SPE) bestemmer hvilke hastighet motoren skal bevege seg med. Definisjon av hastighet vil variere fra fullsteg til mikrosteg. Vi benytter oss av følgende formler: For fullsteg: Hastighet = 6,5 steg / sek n 000 steg / sek s For mikrosteg: Hastighet = n, 6 Hvor s = antall steg per fullsteg n= verdien av bitsekvensen SPE5-SPE0 31

32 5.1.3 Algoritme for styring av stepper motor Ved styring av stepper motoren kommer vi til å benytte oss av to prosesser. Den ene prosessen vil kontinuerlig lytte etter nye signal om flytting av motoren. Dette kan realiseres i mikrokontrollere ved å sette inn avbrudd når signal kommer inn. Dette bør være en meget kort avbruddsrutine som raskt gir hovedprogrammet kontrollen slik at hastigheten på motoren ikke reduseres betraktelig. For FPGA har vi mulighet til å kjøre prosessene parallelt. Hovedprosessen vil foreta beregninger av hastighet og ha kontroll over hvor mye systemet har forflyttet seg, og sist men ikke minst foreta forflytting av rotor. Rutinen som sjekker for nye innkommende signal vil lagre ny data i register og sette en variabel kalt nydata lik sann. På denne måten kan hovedprogrammet ta seg av data kontinuerlig ved å sjekke om dette bitet er satt eller ikke. Det er muligheter for at det kommer flere data under kjøring av programmet. Vi lagrer derfor data i en tabell. Tabellens størrelse kan endres etter eget ønske, men vi vil foreløpig benytte oss av ti element. Behandling av tabellen vil foregå når hovedprosessen har oppnådd rikting posisjon. Ved bruk av FPGA hvor begge prosesser kjører samtidig vil tabellen bli kritisk kode som må beskyttes. Dette vil realisere ved gjensidig utestengelse. Liste 5.1 Psuedokode for behandling av innkommende signal: Start: Hvis endring av Innsignal Hvis Innsignal er lik 0 Gå til Start Ellers hvis nypos > 450 Gå til Start Sett teller = 0 Loop: Hvis teller er mindre enn 10 Hvis DataOk[teller] = sant Inkrementer teller med 1 Ellers Lagre nydir i DIR[teller] Lagre nypos i POS[teller] Lagre nyspe i SPE[teller] NyData[teller] = sant Gå til loop Ellers gå til start I liste 5.1 ser vi hvordan enheten sjekker for nytt innsignal, dersom det er et nytt innsignal (nydir, nypos, nyspe) vil dette bli lagt til i tabellen over nye inndata så lenge det er ledige plasser i tabellen. Det er også en forutseting at den nye verdien ikke er lik null, eller vinkelen større enn 45. Dersom det ikke er ledige plasser vil ikke den nye verdien bli lagret. 3

33 Det eneste alternativet ved et slikt tilfelle er å vente til hovedprogrammet har forflyttet seg ferdig og deretter sende inn signalet. Initialiser Start nei NyData[0] = sant? ja Lagre data DIR = DIR[0] POS = POS[0] SPE = SPE[0} Kalkuler ny stegposisjon Sorter tabell Rett posisjon? ja nei Kalkuler ny hastighet Flytt Figur 5.5 Flytskjema for hovedprosessen 33

34 Som vi ser på figur 5.5 må først en initalisering av algoritmen skje. Her vil en stegteller settes til null, og en sekvens for å magnetisere feltet i motor settes. Stegtelleren har vi ikke tidligere diskutert, men den vil telle antall steg for å holde kontroll på hvor langt den har kommet, og til hvilke posisjon den skal. Den vil starte på null (for 0 ) og telle til solcellepanelet har rotert 360. Det vil i tilfellet med fullsteg si at ved = vil den komme til 0 igjen. Deretter vil programmet gå i løkke til data fra andre enheter er mottatt og systemet får beskjed om at motoren skal roteres igjen, dersom den skal rotere vil data lagres, ny posisjon beregnes og motoren vil forflytte seg til riktig posisjon er oppnådd. En yterligere forklaring av delprosessene som er uthevet: Kalkuler ny stegposisjon Figur 5.6 Delprosessen kalkuler ny stegposisjon. Den nye stegposisjonen vil beregnes ut fra gjeldende stegposisjon ved at antall steg for å flytte vinkelen adderes dersom motoren skal roteres mot høyre eller subtraheres dersom motoren skal bevege seg mot venstre. På denne måten vil valgprosessen Rett posisjon enkelt kunne kontrolleres ved at gjeldende posisjon sammenlignes med posisjonen den skal til. Stegposisjon vil inkrementeres med en for hver posisjon mot høyre og inkrementeres med en for hvert steg den tar til høyre og dekrementeres med en for hvert steg den tar til venstre. Kontrollposisjonen kan enkelt finnes med formelen: Kontrollpo sisjon Eventuelt: Kontrollpo sisjon 000 n = stegposisjon + = stegposisjon + 00 n 10 = stegposisjon 00 n hvor n = verdien av bitsekvensen SPE5- SPE0 Verdien 000 vil være en variabel som varierer med antall steg som skal til for å flytte 1. For mikrosteg vil det være 16000, tilsvarende vil det totale antall steg stegtelleren øke. Vi vil ved mikrosteg altså ha = steg totalt for å få 360. Vi må huske at når verdien passerer maks verdi må de starte fra 0 igjen. Dette fordi det er snakk om en sirkel som inneholder for eksempel steg. Det finnes da ikke noen posisjon større enn Sorter tabell 34

35 Figur 5.7 Delprosessen kalkuler ny stegposisjon. Solar Array Drive Electronics Etter at DIR[0], POS[0] og SPE[0] er det nødvendig å flytte på elementene i tabellen slik at en plass blir frigjort og vi får muligheten til å legge til nye data på slutten av tabellen. Liste 5. Psuedokode for sortering av tabellen: Sett teller = 0 Start: Hvis teller er mindre enn 10 DIR[teller] = DIR[teller + 1] POS[teller] = POS[teller + 1] SPE[teller] = SPE[teller + 1] Hvis teller er mindre enn 10 1 DIR[teller] = 0 POS[teller] = 0 SPE[teller] = 0 Gå til Start Ellers gå videre Dersom vi ser på psuedokoden ser vi at hvert element i tabellen blir flyttet et element frem slik at vi får frigjort et element. Det siste elementet vil hele tiden bli satt til null. Ved bruk av FPGA vil denne koden være kritisk ettersom tabellen også kan aksiseres ved at data kommer inn. Konsekvensene kan i verste tilfelle medføre at systemet vil låse seg fast. est sannsynlig er det at vi bare vil få kluss i tabellen. For å unngå at slike tilfeller skal oppstå benytter vi oss av gjensidig utestengelse ved hjelp av busy waiting teknikken. Liste 5.3 Strict Alteration turn = 0 Prosess A Prosess B while (turn!= 0); while (turn!= 1); critical_section; critical_section; turn = 1; turn = 0; noncritical_section; noncritical_section; Vi velger å benytte oss av strict alternation algoritmen selv om det er en metode som kan forbruke litt tid. Kalkuler ny hastighet Figur 5.8 Delprosessen kalkuler ny hastighet Dersom stepper motoren får sen inn signaler med for høy frekvens er det muligheter for at motoren ikke tar alle steppene som den skal. For å unngå dette må frekvensen akselereres og 35

36 deakselereres når en den skal starte og stoppe. Frekvensen bør endres slik som vi ser i figur 5.9. Figur 5.9 Illustrasjon over hvordan frekvensen bør endres. Frekvensen må dermed reguleres med en form for regulator uten tilbakekobling. Frekvenser må altså beregnes for hvert steg som skal foretas. Vi må ikke glemme å trekke fra tiden som vil gå med til å utføre resterende operasjoner. Herunder må det tas hensyn til tid som går med til hver instruksjon. I tillegg tar de matematiske operasjonene litt tid ettersom disse sjelden er implementert slik at den tar en cycle av prosessoren. Det er mange metoder for å beregne frekvens på. Enkelte metoder lar oss regne ut frekvensen på forhånd slik at vi i programmet ikke trenger å benytte oss av instruksjoner som tar lang tid i softwaren, vi benytter oss heller av tabeller som har regnet ut verdier på frekvensen på forhånd. Det er også mulig å lage system som regulerer hastigheten på kretskortet ved å bruke blant annet 555-timer. Dette tar noe plass og er dermed ikke en aktuell løsning for oss. En enkel metode kan også være å lage små venterutiner som tar en gitt tid å gjennomføre, og inkrementerer/dekrementerer antall ganger denne skal kjøres for å oppnå riktig fart. Den mest brukte metoden er å benytte seg av oppslagstabeller som finner frem frekvensen som skal benyttes. Årsaken til at tabeller benyttes er det vanligvis er knyttet kompleks matematikk for å beregne frekvens og antall steg. Vi skal nå se på en enkel formel som gir oss en tilnærming av hastigheten som kan operere i sanntid. Algoritmen ble utviklet av David Austin i 003. Formler for venterutine, hastighet og akselerasjon: Formel for hvor lenge motoren skal vente ut fra telleren c og frekvensen f: c δ ( c, f ) = f Hastighetsformel (rad/s) hvor α er oppgir vinkelen per steg (rad): αf ω ( s, f, α) = c og til slutt en akselerasjonsformel hvor vi tar utgangspunktet i hastigheten for to tellere for å finne mipunktet i skråplanet: 36

37 ) ( ) ( ),,, ( c c c c c c f f c c + = α α ω& Formlene omformet til et lineært skråplan for bruk ved steppermotor: t t t t s ω ϖ ω & = = max ) ( Lineært skråplan: ω =0,, ω max (rad/sec) for tida t=t,, ω s α ω τ ω τ θ n t d t t = = = ) ( ) ( 0 & Aksel vinkelen θ (rad) ved tidspunktet t (s) ved integrering. n 0 = steg nummer. ω α & t n n = tidspunktet ved steg nummer n, for heltallet n 0 ) ( 1 n n n t t f c = + Ideell teller mellom n og (n+1) steg, n 0. Den ideele telleren faktoriseres ut for å finne initial telleren: ω α & 0 f c = ) 1 ( 0 n n c c n + = Legg merke til at c 0 setter akselerasjonen proporsjonal til 0 ) ( 1 c Vi benytter oss videre av Taylor rekker for å få en tilnærming av formlene: n n n n c n n c c c n n ) ( ) 1 ( = + = + + = n O n n n + = n O n n n = n n c c n n Akselerasjonen blir dermed: = n c c c n n n 37

38 Og deakselerasjonen følgelig: cn cn 1 = cn 4n 1 For akselerasjon kan vi bruke formelen slik: Liste 5.4 Psuedokode for akselerasjon: Solar Array Drive Electronics ønskethastighet = makshastighet Hvis hastighet er lik 0 Sett c = instehastighet Ellers Hvis hastighet er mindre enn ønskethastighet c-=*c/(4*n+1) Ellers Hvis hastighet er større enn ønskethastighet hastighet = ønskethastighet Ellers c = c tell til c Foreta et steg Og tilsvarende for deakselerasjon: Liste 5.5 Psuedokode for akselerasjon: ønskethastighet = 0 Hvis hastighet er større enn ønskethastighet C+=*c/(4*n-1) Hvis hastighet er mindre enn ønskethastighet: hastighet = ønskethastighet Ellers c = c tell til c Foreta et steg Denne algoritmen er ganske nøyaktig og foretar enkle matematiske operasjoner for å beregne hastigheten for systemet. Formlene kan benyttes for en PID regulator, men via dialog med David Austin konkluderer vi med at dette ikke er heldig. Flytt Figur 5.10 Delprosessen flytt Delprosessen flytt vil variere noe fra motortype til motortype og for hvilke metode vi ønsker å foreta. Den vil også variere ut fra hvor mange faser vi ønsker å aktivisere om gangen. Tabell 5.5 Trefaset hybrid bipolar stepper motor med tre viklinger aktivisert: Puls nr Fase Fase Fase

39 Fase Fase Fase For mikrosteg kan dette være en noe kompleks operasjon alt etter hvilke verdier som skal sendes til DAC omformeren. Et eksempel på et flytskjema som styrer en tofaset, bipolar hybrid motor vil se slik ut: Sjekk motor posisjon 1100? nei ja 0110? nei DIR = 0? nei ja Utsignal = 0110 Utsignal = 1001 DIR = 0? nei ja Utsignal = 0011 Utsignal = ? nei ja 1001? nei (skal ikke kunne forkomme) DIR = 0? nei ja Utsignal = 0011 ja DIR = 0? nei Utsignal = 1001 Utsignal = 0110 ja Utsignal = 1100 Utsignal = 0011 posisjon = Utsignal Oversett data Figur 5.11 Flytskjema over delprosessen Flytt 39

40 Som vi ser på flytskjemaet vil det posisjonen for systemet hele tiden bli sjekket før det blir bestemt ny posisjon. Den siste prosessen Oversett data er bare tatt med for å forklare hvordan vi enkelt kan endre utdata for vanlig styring til for eksempel bruk av h-bruer eller driverkretser som har litt annerledes tolking av signalene som skal til fasene. Liste 5.6 Psuedokode for delprosessen Oversett data Hvis utsignal = 1100 Sett utsignal = 1010 Hvis utsignal = 0110 Sett utsignal = 1001 Hvis utsignal = 0011 Sett utsignal = 0101 Hvis utsignal = 1001 Sett utsignal = 0110 Simuleringer av algoritmen vil bli vist i kapitell 9. 40

41 6 atematiske modeller 6.1 Innledning En matematisk modell for et system er den eller de ligningene som beskriver systemets oppførsel. ed en matematisk modell kan vi beregne hvordan et fysisk system vil oppføre seg, og vi kan simulere systemets oppførsel. Vi kan også bruke denne modellen til analysere andre egenskaper til systemet, for eksempel stabilitetsegenskaper. Når et reguleringssystem for en fysisk prosess skal designes, kan modellen brukes, uten å måtte arbeide på selve det fysiske systemet i det hele tatt. Denne modellen kan da være et utmerket hjelpemiddel for å gi oss en forståelse av systemets responser på forskjellige påvirkninger. 6. Utvikling av matematisk modell for -fase P og hybrid motorer Det maksimale fluksnivået produsert av permanent magneten er gitt av omdreininger multiplisert med den maksimale magnetiske fluksen. Da vil strømmen i A i vikling A skape et dreiemoment τ A gitt ved: nφ, som er antallet τ = pnφ i sin pθ (6.1) A A På lignende måte vil dreiemomentet fremkalt av strømmen i B være gitt ved: τ B = pnφ ib sin p( θ λ) (6.) hvor p er antall magnetiske pol par, men p kan erstattes av N r (antallet av rotor tenner) hvis det er en hybrid steppermotor. Figur 6.1 odell av steppermotor (Kenjo, 1994) Vinkelen mellom statorpolene er gitt av λ, og er en konstant størrelse for motoren. 1 π π Vinkelen mellom polene på rotor er gitt av = hvor vi ganger med ½ siden det er pol - p p par vi snakker om. 41

42 De matematiske ligningene vi skal fram til oppstår når begge fasene, både fase A og B blir magnetisert, dvs. at likevektsposisjonen til rotoren er mi mellom de to statorpolene, altså λ blir vinkelen θ =. Figur 6. odell for en hybrid steppermotor hvor p = N r (Kenjo, 1994) Studerer vi figuren, så ser vi at for hybrid stepper motorer har vi at siden senter av pol A er begynnelsen av rotasjonsvinkelen θ, vil fluksforbindelsen n φ som er en funksjon av tiden t, være gitt av nφ = n Φ cos m pθ (6.3) Dette vil være en tilnærmelse, da feltintensiteten vil være kraftigst nær polene, og feltet avtar når vinkelen blir større. Spenningen som induseres vil bli en sinusformet kurve med toppverdi når θ = 0. Hvis vi nå bruker Faradays induksjonslov som sier at: Den induserte elektromotoriske spenningen som oppstår i en krets der fluksen endrer verdi som funksjon av tiden t, er lik minus den deriverte mht tiden av fluksen gjennom kretsen. r r dφ e = E ds = Φ = agnetisk fluks dφ Dersom er en konstant kan vi i stedet skrive inustegnet i Faradays induksjonslov uttrykker at den induserte elektromotoriske spenningen prøver å motvirke endringen i den magnetiske fluksen. Så go som alle spoler består av mer enn en vinding. Det blir indusert en gitt spenning i hver vinding i spolen, og spolen kan oppfattes som en seriekobling av vindinger. Den elektromotoriske kraften indusert i fase A blir da: dφ dφ dθ e n ( np sin pθ ) & ga = n = = Φ θ (6.4) dθ Φ t 4

43 Sammenligner vi ligning (6.1) og (6.4), finner vi at τ = e i / & θ A ga A Bruker Newtons.lov: d θ Te Dω TL = J dω rm 1 = e ω J dθ = ω rm ( T D T ) rm L Totalt dreiemoment produsert av steppermotoren m dω T = Tj = J + Dω + T j 1 F, T F =Friksjonslastmoment Bevegelsesligningen til rotor blir da: d θ dθ J + D + pnφ i sin pθ + pnφ i sin p( θ λ) = 0 A B (6.5) Hvor D er en dempekoeffisient som primært kommer av luft og friksjon, og sekundært pga elektromagnetisk(e) effekter som oppstår ved hysterese og virvelstrømmer. Spenningen i stator viklingene er gitt ved: di A dib d VA ri A L + ( nφ cos pθ ) = 0 (6.6) dib di A d VB rib L + {( nφ cos p( θ λ) } = 0 (6.7) Hvor V = DC terminal spenning L = Induktans i hver fase = Felles induktans r = Resistans i statorviklingene Indusert spenning er en funksjon som er endring av strømmen mhp tiden. d Uttrykket: ( nφ cos pθ ) vil bli lik 0, hvis rotor står i ro 43

44 6..1 Linearisering Linearisering innebærer å finne en lineær lokal modell som beskriver systemets oppførsel omkring et arbeidspunkt. Den lineære modellen beskriver avvikene fra arbeidspunktet. Koeffisientene i den lineære modellen vil generelt avhenge av arbeidspunktet og er derfor funksjoner av tilstandsvariablene, men også pådragsvariablene og forstyrrelsesvariablene, i den ulineære modellen. Vanligvis vil den lineære lokale modell være en god representasjon av den opprinnelige ulineære modellen bare hvis systemets variable har små signalamplituder omkring arbeidspunktet. I et statisk eller singulært arbeidspunkt er alle tidsderiverte lik null, svarende til at alle variable er konstante. Fordelen med lineære systemer er at vi kan velge blant alle analyser og designmetoder som fins for disse systemene. Det fins langt flere metoder for lineære systemer enn for ulineære systemer. For eks. kan man operere med transferfunksjoner og frekvensresponser, noe man ikke kan gjøre ut fra et ulineært system direkte. 6.. Linearisering av spenningsligningene Vi antar at selvinduktansen L og den gjensidige induktansen er uavhengig av rotasjonsvinkelen θ. Vi tar for oss forskjellen mellom en 1 fase magnetisering og en fase magnetisering i et dynamisk miljø. Det vil si et system der tidsresponsen etter en påvirkning av systemet, ikke er konstant, men varierer med tiden t. De overnevnte ligningene (6.6 og 6.7) oppstår når begge fasene, både fase A og B blir magnetisert. Ifølge Lawrenson og Hughes metode kan singel fase magnetisering kun regnes på ved å sette λ = 0. Det kommer av at singelfase magnetisering samsvarer med at begge polene er sammenfallende, og dermed vinkelen lik 0. Ligningene er ikke-lineære differensialligninger. Siden det er veldig vanskelig å analysere disse, vil vi prøve å linearisere disse. Figur 6.3 Likevektsposisjon og avviket (Kenjo, 1994) La oss betrakte figuren over. Hvis den stasjonære strømmen Io i de to statorviklingene er like stor, og strømmen går i en slik retning at det skapes en sør- pol, vil likevektsposisjonen til λ rotoren være θ =, altså mi mellom de to statorviklingene. 44

45 Dette er imidlertid helt ideelt sett, og det vil i de fleste tilfeller oppstå et avvik. Avviket eller forstyrrelsen fra likevektsposisjonen er gitt av δθ, som er en funksjon av tiden t, og denne er liten i størrelsesorden. Når rotoren oscillerer eller roterer, vil strømmen i begge viklingene avvike fra den stasjonære verdien med δ i A (t) og δ i B (t). Ligningene 6.5 og 6.6 kan vi dermed linearisere slik: λ θ = + δθ (6.08) i = i 0 + δ (6.09) A i A i = i 0 + δ (6.10) B i B Vi kan da enkelt sette opp: pλ pλ pλ sin pθ = sin + pδθ = sin cos pδθ + cos sin pδθ (6.11) Siden p δθ (avviket fra likevektsposisjon multiplisert med antallet pol- par) blir veldig liten, kan vi tilnærmet si cos p δθ 1 (6.1) sin pδθ pδθ (6.13) Vi kan da forenkle 6.11 til: pλ pλ sin p θ = sin + p cos ( δθ ) (6.14) På lignende måte får vi: λ sin p( θ λ) = sin p + δθ λ = sin p( λ δθ ) pλ pλ = sin + p cos ( δθ ) (6.15) Ved å substituere ligningene (6.08), (6.09), (6.10), (6.14) og (6.15) in i ligning (6.5) får vi: d ( δθ ) d( δθ ) pλ pλ J + D + pnφ ( 0 ) sin cos ( )} I + δia + p δθ (6.17) pλ pλ pnφ ( I 0 + δib ) sin p cos ( δθ )} = 0 45

46 Hvis vi ser bort fra forstyrrelsen, for eksempel δθ A δθ, opprettholder vi den lineære differensialligningen. 0 ) ( sin ) ( cos ) ( ) ( 0 = + Φ + Φ + + B A i i p n p ni p d D d J δ δ λ δθ λ δθ δθ (6.18) Vi ender da opp ned de to lineariserte spenningsligningene 0 ) ( sin ) ( ) ( ) ( = Φ + + d p n p i d i d L i r B A A δθ λ δ δ δ (6.19) 0 ) ( sin ) ( ) ( ) ( = Φ + + d p n p i d i d L i r A B B δθ λ δ δ δ (6.0) 46

47 6.3 atematisk modell for -fase variable reluktans motorer Figur 6.4 Variabel reluktans motor der vinkler vises (Kenjo, 1994) I en tofaset reluktans motor er selvinduktansen gitt av de to ligningene: LA = LO + L cos pθ, (6.1) LB = LO + L cos p( θ λ), (6.) Fellesinduktansen er gitt av λ AB = O + cos p( θ ) (6.3) der minustegnet i O kommer av at en positiv strømretning i en vikling produserer et negativt fluksfelt i den andre viklingen. omentet som produseres av strømmene i A og ib er gitt som en funksjon av vinkelen θ : 1 dla dlb d AB τ = i A + ib + i AiB (6.4) dθ dθ dθ λ i A plsin pθ + ib plsin p( θ λ) + iaib p sin p θ (6.5) Dette fører til at bevegelsesligningen blir: d θ dθ J + D + i plsin pθ + i plsin p( θ λ) + i i p sin p( θ λ / ) = 0 A B A B (6.6) Vi kan da sette opp de ulineære spenningsligningene vi er ute etter d d V A ria ( LAiA ) ( ABiB ) = 0, (6.7) d d V B rib ( LBiB ) ( ABiA ) = 0 (6.8) 47

48 6.3.1 Linearisering av spenningsligningene Lineariseringen av ligningene blir på samme måten som for permanent magnet og hybrid motorer, og vi vil ikke gå inn på utledningene for variabel reluktans motorer. Vi har da at d ( δθ ) d( δθ ) J + D + 4 p I O ( + L cos pλ)( δθ ) + pi sin ( ) = 0 O L pλ δia δib (6.9) Vi ender da opp med de lineariserte spenningsligningene d d d r( δia ) + ( LO + L cos pλ) ( δia ) + ( O ) ( δib ) pi OLsin pλ ( δθ ) = 0 (6.30) d d d r( δib ) + ( LO + L cos pλ) ( δib ) + ( O ) ( δia ) pi OLsin pλ ( δθ ) = 0 (6.31) 48

49 6.4 atematisk modell for 3 fase permanent magnet og hybrid motorer De matematiske modellene for 3 fase motorer har vi utledet fra modellene vi kom fram til for to fase system. Fra et tofaset system der polene står 90 grader på hverandre kan vi utlede alle mulige antall andre faser med hjelp av transformasjoner av ligningene (Park- og Clarketransformasjon). Forskjellen fra to til tre faser blir at vi får tre ligninger i stedet for to. På et tre faset system vil vi få gjensidig induktans i fra to andre spoler vi stedet for bare en som i tofasete systemer, noe som gjør at vi får et ekstra ledd i ligningene. Vinkelen mellom stator polene i en trefaset motor vil bli λ = 60 grader. Vi tar med de gjensidige induktansene og får: dia dib dic d L = VA ri A + ( nφ m cos pθ ) = 0 (6.3) di A dib dic d + L = VB rib + ( nφ m cos pθ λ) = 0 (6.33) di A dib dic d + L = VC ric + ( nφ m cos pθ 4λ) = 0 (6.34) Vi kan da skrive: dia dib dic d VA ri A L ( nφ cos pθ ) = 0 (6.35) dib dia dic d VB rib L {( nφ cos p( θ λ) } = 0 (6.36) dic di A dib d VC ric L {( nφ cos p( θ 4λ) } = 0 (6.37) Løser ut mhp den deriverte (ia, ib, ic) samt ordner på det siste leddet i hver ligning og får: di A dib di C 1 dib dic dθ = ri A + + pnφ sin pθ + VA L 1 di A dic = rib + + pnφ sin p B L dθ ( θ λ) + V 1 di A dib = ric + + pnφ sin p C L dθ ( θ 4λ) + V (6.38) (6.39) (6.40) 49

50 Bevegelsesligningen til rotor: d θ dθ J + D + pnφ i sin pθ + pnφ i sin p θ λ + pnφ i sin p θ 4λ = A B C ( ) ( ) 0 d θ 1 dθ = D pnφ i sin pθ pnφ i sin p θ λ pnφ i sin p θ 4λ A B C J (6.41) => ( ) ( ) Disse ligningene er utgangspunktet for blokkdiagrammet i Simulink. 6.5 atematisk modell for 3 fase variabel reluktans motorer Figuren viser en tre fase variabel reluktans motor med seks statorpoler og fire rotorpoler, der vi har tegnet inn rotorvinkelen θ og vinkelen mellom statorpolene λ. Figur 6.5 Innregulert posisjon for fase 1 (Pavel Zaskalick,004) Figur 6.5 Ikke innregulert posisjon (Pavel Zaskalick,004) Fra tofase har motorene ligningene: d d V ria ( LAiA ) ( ABiB ) = 0, (6.4) d d V rib ( LBiB ) ( ABiA ) = 0 (6.43) og gjensidig induktans er gitt av λ AB = O + cos p( θ ) (6.44) I et tre faset system får vi to gjensidige induktanser som vi må ta hensyn til, avhengig av posisjonen til rotor, og hvilken pol vi måler spenningen ifra. 50

51 Vi setter opp disse ligningene for gjensidige induktanser: AB = O + cos p( θ λ) (6.45) λ AC = O + cos p( θ ) (6.46) 3λ BC = O + cos p( θ ) (6.47) Hvis vi ser ut fra en gitt dreieretning til motoren, vil de gjensidige induktansene fra de to andre spolene, enten virke med dreieretningen slik at vi får større moment på motoren, eller mot dreieretningen slik at momentet fra den gjensidige induktansen kommer som et fratrekk på det totale momentet. Hvis vi for eksempel ser ut fra spolen A og spenningen V A, vil den gjensidige induktansen som oppstår mellom fase A og B virke som et negativt bidrag mens mellom spole A og C virke som et positivt bidrag. Dette gjelder for såkalte single stack motorer. På multi stack motorer kan den gjensidige induktansen settes lik null, da de forskjellige rotor polene er fysisk og magnetisk skjermet fra hverandre. Vi kan da ut fra dette enkelt sette opp de tre spenningsligningene for trefasesystemer: d d d V A ria ( LAiA ) ( ACiC ) + ( ABiB ) = 0 (6.48) d d d V B rib ( LBiB ) + ( ABiA ) ( ACiC ) = 0 (6.49) d d d V C ric ( LCiC ) ( ACiC ) + ( BCiB ) = 0 (6.50) 51

52 7 atlab og Simulink Før vi går i gang med blokkdiagrammet som skal beskrive systemets oppførsel, er det noen definisjoner som skal på plass. Tilstandsrommodell En tilstandsrommodell er en bestemt måte å skrive differensialligningene for et system på. Vi kan si at disse ligningene er på tilstandsromform. De variablene som inngår med sine deriverte i tilstandsrommodellen, utgjør systemets tilstandsvariable. Verdien av tilstandsvariablene definerer den tilstanden som systemet til enhver tid befinner seg i. Definisjon av tilstand og tilstandsvariable: La t 1 = 0 være nåværende tidspunkt. Anta at vi skal beregne et systems oppførsel ved tidspunktet t = t som er et tidspunkt i fremtiden. Anta at vi kjenner inngangsvariablene mellom t 1 = 0 og t = t. Systemets tilstand er da den minste informasjonen om systemets oppførsel i tiden t 1 = 0 som vi må ha kjennskap til, i tillegg til kjennskapen til inngangsvariablene, for å kunne beregne systemets oppførsel ved t = t. De størrelsene som inneholder denne minste informasjonen, utgjør systemets tilstandsvariable. Det vi skal gjøre er følgende: Skrive modellen på tilstandsromform, dvs. en differensialligning for i A og en di differensialligning for i B (eliminere A di og B mellom de to differensialligningene), og tegne blokkdiagram for hver av de to resulterende differensialligningene. Vi trenger en tidsderivasjonsblokk for hver av cos- uttrykkene. 7.1 atematisk modell for fase permanent magnet og hybrid motorer di A dib d VA ri A L + ( nφ cos pθ ) = 0 (7.1) dib di A d VB rib L + {( nφ cos p( θ λ) } = 0 (7.) For strømmen i A : di A r dib 1 d = i A + ( nφ cos pθ ) + 1 VA (7.3) L L L L dia 1 dib d => = ria + ( nφ cos pθ ) + VA L (7.4) 5

53 For strømmen i B : di B r dia 1 d = ib + { nφ cos p( θ λ) } + 1 VB L L L L (7.5) dib 1 dia d => = rib + { nφ cos p( θ λ) } + VB L (7.6) Ordner på det siste leddet i hver ligning og får: dia 1 dib dθ ria ( pnφ sin pθ ) + V L = A (7.7) dib 1 dia dθ = rib npφ sin p(θ λ) + VB L (7.8) omentligninger Dreiemoment τ A gitt ved: τ = pnφ i sin pθ (7.9) A A Dreiemomentet fremkalt av strømmen i B gitt ved: τ B = pnφ ib sin p( θ λ) (7.10) Den elektromotoriske kraften indusert i fase A blir da: dφ dφ dθ e n ( np sin pθ ) & ga = n = = Φ θ (7.11) dθ Den elektromotoriske kraften indusert i fase B blir da: dφ dφ dθ e = = = ( npφ sin p( θ λ) & gb n n θ (7.1) dθ T e d θ Dω TL = J (7.13) dω rm 1 = ( T e Dω TL ) (7.14) J dθ = ω (7.15) rm rm 53

54 Totalt dreiemoment produsert av steppermotoren m dω T = Tj = J + Dω + T j 1 F, T F =Friksjonslastmoment (7.16) Bevegelsesligningen til rotor: d θ dθ J + D + pnφ i sin pθ + pnφ i sin p( θ λ) = 0 A B (7.17) d θ 1 dθ => = D pnφ i sin pθ pnφ i sin p( θ λ) A B (7.18) J Disse ligningene er utgangspunktet for blokkdiagrammet i Simulink. 54

55 7. atematisk modell for 3 fase permanent magnet og hybrid motorer dia dib dic d VA ri A L ( nφ cos pθ ) = 0 (7.19) dib dia dic d VB rib L {( nφ cos p( θ λ) } = 0 (7.0) dic di A dib d VC ric L {( nφ cos p( θ 4λ) } = 0 (7.1) Løser ut mhp den deriverte (ia, ib, ic) samt ordner på det siste leddet i hver ligning og får: di A dib di C 1 dib dic dθ = ri A + + pnφ sin pθ + VA L 1 di A dic = rib + + pnφ sin p B L dθ ( θ λ) + V 1 di A dib = ric + + pnφ sin p C L dθ ( θ 4λ) + V (7.) (7.3) (7.4) Bevegelsesligningen til rotor: d θ dθ J + D + pnφ i sin pθ + pnφ i sin p θ λ + pnφ i sin p θ 4λ = A B C ( ) ( ) 0 d θ 1 dθ = D pnφ i sin pθ pnφ i sin p θ λ pnφ i sin p θ 4λ A B C J (7.5) => ( ) ( ) Disse ligningene er utgangspunktet for blokkdiagrammet i Simulink. 55

56 8.0 Field Programmable Gate Array (FPGA) 8.1 Hva er en FPGA FPGA er er verdens mest populære teknologi for implementering av spesiell logikk. FPGA er programmerbare kretser som består av logiske blokker delt opp i celler, mellom disse cellene er det forskjellige ruttinger som utgjør tilkoblingene, run hele kretsen finner du I/O portene. Figur 8.1 SRA celle. Størrelsen på FPGA ene varierer fra type til type og fra produsent til produsent. Per i dag jobber FPGA produsenten Xilinx, med å utvikle en ny Virtex FPGA med opptil en billion transistorer og etter oore s lov så vil dette tallet fordobles hver 18. måned. Hvilket betyr at halvleder industrien vil vokse hele tiden. For å realisere et design i FPGA trenger vi et utviklings verktøy med muligheter for simulering, slik at designet kan testes før det blir implementert i FPGA en. I vår oppgave har vi brukt et utviklingspakke fra Xilinx (ISE 5). 8. Typer av FPGA Det finnes i hovedsak tre typer av FPGA, SRA-FPGA, Antifuse-FPGA og PRO-FPGA. Vi skiller mellom disse ved å se på hvordan konfigureringen blir lagret, altså hvordan et design blir rutet opp i den interne arkitekturen. SRA-FPGA Denne FPGA typen konfigureres ved at et bestemt bitmønster setter forskjellige kontrollvipper. Dette gjør at denne typen FPGA kan omprogrammeres etter behov, ulempen er det at FPGA en mister programmet når driftspenningen blir slått av. Vanligvis blir programmet lagret i en ekstern enhet (PRO) også lastes inn ved oppstart. Denne typen FPGA ble introdusert og markedsført av Xilinx, komponentene er laget i to hoved typer Spartan og Virtex. 56

57 Antifuse-FPGA Denne typen FPGA kan programmeres kun en gang, konfigurering blir utført ved å lukke antifuse-brytere i komponenten. I denne typen FPGA ligger de logiske cellene på rekker med ruttingen mellom hver rekke. Denne typen har også mindre og mer enkle logiske celler enn SRA. Antifuse-FPGA ble introdusert og markedsført av Actel. PRO-FPGA De elektroniske elementene som brukes i denne typen FPGA er PRO og EEPRO. I denne typen trenger man ikke noen eksterne lagrings enheter, siden PRO allerede er i bruk. Ulempen er det at PRO celler er større enn andre typer celler, dette fører da til at produksjonsprosessen er mer kompleks. Denne typen FPGA ble introdusert av Plessey Semiconductors. 8.3 FPGA kvalifisert til bruk i ekstreme forhold De to hoveypene av FPGA som blir brukt til rom applikasjoner er Antifuse og SRA. Den største fordelen SRA-FPGA er har er at de kan omprogrammeres etter behov, men dette har også en pris. SRA er da mer utsatt for stråling (SEE) og konfigurasjonen må lastes inn i FPGA en ved hver restart. Det finnes imidlertid flere måter å begrense strålingsskadene på. Den måten som er vanlig å bruke er Tripple odule Redudancy (TR). Xilinx Virtex FPGA familie er testet for stråling og brukes i rom applikasjoner. Antifuse-FPGA er da ikke omprogrammerbar, dette gjør denne typen noe begrenset ved spesielle situasjoner. Fordelen er da at den er immun mot SEE og tåler veldig høy strålings dose. Actel s FPGA familie RTAX-S har opptil millioner logiske porter og er helt SEE immun. Hva valgte vi I vår oppgave har vi valgt å bruke et Xilinx Spartan II test kort, med logiske porter. Vi valgte å bruke denne fordi den er tilgjengelig på skolen, dessuten så har ikke skolen utstyr for å lodde på en FPGA. Videre er det sånn at produktet vårt er en prototyp, vi mener at det er mest hensiktsmessig å spare inn de kostnadene for FPGA en. 57

58 8.4 Programmet Ved programmering av FPGA i VHDL kode er det vanlig å arbeide ut fra tilstandsmaskiner. Det valgte også vi å gjøre under konstruksjon av vårt program. Årsaken til at vi velger å benytte oss av en tilstandsmaskin i stedet for en skjematisk fremstilling, med logikk, er at vi ønsker at programmet skulle være mest mulig likt algoritmen diskutert i kapitel 5. RESET INIT HentData Like KalkulerNyPos Vent Fedig STEP Fullfor Figur 8. Tilstandsmaskin for styring av steppermotor Programmet må først resettes. Deretter vil en prosess vente på data fra andre enheter. Når data kommer inn vil disse være grunnlaget for å kalkulere hvor langt motoren skal gå. Etter at Ny posisjon er beregnet vil en løkke oppstå, hvor stegposisjonen motoren står i, bli sammenlignet med stegposisjonen som er kalkulert. Dersom den er lik vil programmet vente på ny data. Ellers vil den telle et x antall pulser for å skape en større frekvens for pulsene som skal steppe, enn hva FPGA en benytter seg av internt. Til slutt vil programmet foreta et enkelt steg. For hvert steg som blir tatt vil stegposisjon inkrementeres eller dekrementeres. Programmet legger ikke verdier inn i noen tabell som diskutert i kapitell 5. 58

59 Dessverre ble programmet aldri ferdig utviklet. Status ved avsluttet oppgave er at logikken lar seg simulere ved ordinær simulering av VHDL kode. Det meste ser tilsynelatende ut til å være riktig med noen små mangler. I prosessen vent skal en matematisk prosess avgjøre hvor lenge programmet må vente for å få riktig frekvens ved steppingen (jamføre David Austins algoritme, diskutert i kapitell 5). Dessverre fant vi ingen gode divisjonsrutiner som tok liten nok plass i programmet. Problemet videre var at simulering ved bruk av Spartan IIE 300 ikke var vellykket, det var heller ikke programmet når vi prøvde å implementer det inn i brikken. Årsaken til at programmet ikke lot seg implementere inn i FPGAen er mest sannsynlig for lite kjennskap til parametrene internt i Xilinx ISE. Vi ser i hvert fall på det som merkverdig at programmet lar seg simulere ved generell simulering av VHDL kode, og ikke simulering hvor vi simulerer opp mot hvordan programmet blir lagt ut i SPARTAN brikken. Så langt vi kan se er koden riktig. Den redundante elektronikken fikk vi aldri programmert. Dette kom av at vi trenger en VIRTEX krets for å få den til å virke. Vi vil i midlertidig diskutere løsninger som ble fremstilt under NASA s ilitary and Aerospace Programmable Logic Device International Conference (APLD) i 1999 hvor SEU ble diskutert. 8.5 Redundant Program Grunnen til at vi ønsker et redundant program er SEU effekter som medfører at 1 går til 0 eller motsatt. Konseptet er at vi har tre enheter i FPGAen som regner ut hvordan motoren skal forflyte seg. Ved hjelp av en votering hvor to av tre kretser må være like har vi en garanti for at rett signal blir sen til kraftelektronikken. En enkel måte å løse dette på er å koble opp tre og porter og en eller port som vist på figur 8.3. Figur 8.3 Redundant krets realisert ved hjelp av digital teknikk. Bakdelen med denne kretsen er at voteren selv kan bli utsatt for SEU. 59

60 Et annet alternativ vil være å implementere en logikk i look-up-table (LUT) og vipper. Dessverre er også denne mottakelig for SEU. Figur 8.4 Redundant krets realisert ved hjelp av digital teknikk. Det beste alternativet for VIRTEX er å benytte seg av BUFT enheter ved skjematisk fremstilling. BUFT er hardkoblet i FPGA en og dermed immun mot SEU. BUFT bruker heller ikke noen CLB (logikk), og tar dermed ingen ekstra plass. Figur 8.5 Redundant krets realisert ved hjelp av BUFT. 60

61 9 Resultat av simuleringer Solar Array Drive Electronics Vi skal i dette kapittelet beskrive diverse simuleringsresultater for motor modellene våre i Simulink. Vi er ute etter resultatene for vinkelen θ, strømmene i fase A, fase B og fase C, over tid. θ er da fasevinkelen og den viser at motoren faktisk går run, mens fase A og fase B viser at motor fasene blir aktiver etter hverandre, lengden på stegene og amplituden. 9.1 Simuleringer for fase steppermotor (P) Simulering av fullsteg Ved hjelp av de matematiske formlene som ble diskutert i Kapittel 6, satte vi opp en matematisk modell for -fase stepper motor. Videre simulerte vi algoritmen for steppingen i atlab (ref Appendiks.1. for å se på prosessen). Resultat av denne simuleringen blir så matet inn i motormodellen i Simulink, for å teste responsen til motoren i henhold til teorien. Rad/sek Figur 9.1 θ til fase motor tid/sek 61

62 Figur 9. Simulert atlab algoritme Ut fra tidligere formler så viser Ө, vinkelendringen i systemet. Ut fra figur 9.1 ser vi at θ s stignings tall forandrer seg over tid, hvilket betyr at steppe frekvensen til motoren er i forandring. Etter hvert som vinkelfrekvensen øker ser vi at θ får en større og større dθ rm forandring pr. tidsenhet. Ser vi på formelen = ω rm, som vi utledet i den matematiske modellen for systemet, stemmer dette med det vi hadde forventet. Ser vi litt på figuren fra atlab algoritmen (figur 9.), vil vi se at vi har en tilnærmet konstant frekvens fram til ca 0, sekunder. Her skjer det en endring i frekvensen, vi får en akselerasjon i pulstoget. Etter dette har vi igjen en tilnærmet konstant frekvens til simuleringen stopper. Hvis vi da ser på figuren for vinkelen θ (figur 9.1), vil vi se at det er ved nettopp 0, sekunder vi har den største forandring i hastigheten, ellers har θ en tilnærmet konstant økning. 6

63 Strømmen ia Figur 9.3 Strømmen i fase A tid/sek Strømmen ib Figur 9.4 Strømmen i fase B tid/sek 63

64 Figur 9.3 og 9.4 viser strømmen i fase A og B etter simuleringen. Vi ser at antall steg stemmer overens med inndata fra algoritmen, (se appendiks.1.), fasene er 90 grader faseforskjøvet og motoren stopper å steppe etter 60 steg. Ut fra simuleringene ser vi at både den matematiske modellen og algoritmen vår virker. Responsen på strømmene er korrekt i forhold til det vi hadde forventet ut fra algoritmen som er inndata til systemet, men etter 0,4 sekunder ser vi ut fra strømkurvene at vi får en feil i responsen vår. Dette kommer av at det er en liten feil i programmeringen som vi ikke har funnet helt ut av (pulstoget som kommer inn på systemet har en liten feil) 64

65 9.1. Simulering av mikrosteg I denne delen sene vi inn rene sinus og cosinus bølger med amplitude =1, frekvens = 50rad/sek og faseforskyvning = pi/ for å simulere mikrosteg i motoren. Her har vi altså ikke noen algoritme slik at vi kan styre inngangspulsene. Rene sinus bølger på faseinngangene betyr at mikrosteg blir utført under ideelle forhold. Under simuleringen må en være klar over at motorparametrene er forskjellig fra den vi hadde for fullsteg. Ideelle motorparameter som gjør at motoren kan simuleres med både fullsteg og mikrosteg under samme forhold lot seg ikke gjøre. Ideelle motorparametrer for denne motoren har vi ikke, og disse må derfor tilpasses slik at simulerte verdier får en meningsfylt betydning. Dette gjelder også for 3-fasemotoren. Rad/sek Figur: 9.5 θ ved mikrosteg Tid/sek Figuren 9.5, viser simulering resultatene for fase steppermotor ved mikrosteg. Vi ser at θ begynner å forandre seg etter 0,04 sekunder. Etter hvert som vinkelfrekvensen øker ser vi at θ får en større og større forandring pr. tidsenhet, noe som også stemmer med teorien. Ser vi på strømmene for denne simuleringen, vil det begynne å gå en strøm ved ca 0,04 sekunder, disse strømmene øker så kraftig fram til de stabiliserer seg. Etter ca 0,08 sekunder har de ganske jamn høyde på amplituden. Når vi igjen ser på figuren for θ, ser vi at det er mellom 0,04s og 0,08s vi har en kraftig økning i vinkelhastigheten. Etter 0,08s vil vi ha en tilnærmet konstant økning av θ ettersom strømmene er stabile i fasene. 65

66 Strømmen ia Figur 9.6 Strømmen i fase A ved mikrosteg. Tid/sek Strømmen ib Figur 9.7 Strømmen i fase B ved mikrosteg. 66

67 Har ser vi at strømmene ia og ib begynner å øke etter 0,04 sekunder. Når vi får en høyere og høyere vinkelendring øker strømmene i hver spole, helt til de reguleres inn og stabiliserer seg etter en tid. Ut fra den første pulsen i hver fase kan vi se at faseforskyvningen er 10 grader mellom fasene. 67

68 9. Simulering av 3 fase stepper motor (P) 9..1 Simulering av fullsteg Figur 9.8 Simulert atlab algoritme 68

69 Rad/sek Figur 9.9 θ til 3 fase stepper motor Tid/sek Ser vi litt på figuren fra atlab algoritmen (figur 9.8), vil vi se at vi har en tilnærmet konstant frekvens fram til ca 0, sekunder. Fra det har gått 0, sekunder ser vi at akselerasjonen blir mindre og mindre, helt til motoren stopper helt. Etter ca 0,38 sekunder ser vi at motoren endrer retning og vi får en voldsom akselerasjon fram til 0,45 sekunder, for deretter å bli gradvis mindre. Hvis vi nå ser på figuren 9.9 som viser θ, ser vi at det er nettopp dette som skjer. otoren går i en retning for så å snu etter ca 0,38 sekunder. Ser vi i atlabkoden (ref. Appendiks..) ser vi at dette er kodet der, og responsen vi har fått ut er i henhold til det vi hadde forventet fra atlab. 69

70 Strømmen ia Figur 9.10 Strømmen i fase A Tid/sek Strømmen ib 70

71 Figur 9.11 Strømmen i fase B. Strømmen ic Tid/sek Figur 9.1 Strømmen i fase C. Tid/sek 71

72 Hvis vi ser på strømmene vi får ut fra systemet ser vi at disse er tilnærmet konstante i frekvens helt fram vil vi nærmer oss 0,38 sekunder. Deretter ser vi at frekvensen øker drastisk fram mot 0,45 sekunder, og det virker som at krekvensen minker gradvis etterpå. Hadde vi simulert over en litt lengre preiode hadde vi nok sett nettopp dette skje. 9.. Simulering av mikrosteg I denne delen sene vi inn rene sinus og cosinus bølger med amplitude =1, frekvens = 300rad/sek og faseforskyvning = 10 grader mellom hver fase. Rene sinus bølger på faseinngangene betyr at mikrosteg blir utført under ideelle forhold. Rad/sek Figur 9.13 θ ved mikrosteg 3 fase motor Tid/sek Figur 9.13viser resultat for 3-fase steppermotoren ved mikrosteg. Vi ser at θ begynner å forandre seg etter 0,65 sekunder. Fra 0,65s og fra til 0,90 s har vi en kraftig økning i vinkelhastigheten. Etter 0,90s vil vi ha en tilnærmet lineær økning av θ ettersom strømmene har stabilisert seg i hver av fasene. Sammenligner vi resultatet vi fikk fra -fasemotoren med simulering av mikrostepping, ser vi at vi har en mye mer lineær kurve for et 3-faset system. Dette er forventet, og kommer av den ekstra fasen.3-fasemotoren vil gå mye jevnere enn en - fasemotor. 7

73 Strømmen ia Figur 9.14 Strømmen i fase A ved mikrosteg Strømmen ib Tid/sek Figur 9.15 Strømmen i fase B ved mikrosteg Tid/sek 73

74 Strømmen ic Figur 9.16 Strømmen i fase C ved mikrosteg Tid/sek Strømmene for dette systemet har en jamn amplitude fram til 0,65 sekunder. Deretter økes strømmen i viklingene hurtig helt til det har gått 0,9 sekunder, og motoren vil akselerere hurtig. Deretter vil strømmene i viklingene stabilisere seg og ha en jamn og fin karakteristikk. otoren har stabilisert seg. 9.3 Konklusjon til simuleringer i Simulink Når vi sammenligner simuleringer fra atlabkodene vi har laget med de simuleringer vi har gjort i Simulink, ser vi at responsene på systemene samsvarer med både forventet resultat og det vi virkelig fikk på simuleringene i Simulink. Foruten en liten (og ubetydelig for å se responsen) feil i algoritmen for -fasesystemet så ser kodene våre ut til å fungere etter sin hensikt. Vi hadde litt problemer med å finne brukbare modellparametre, men de parametrene vi har funnet nå, ser ut til å stemme bra i henhold til den teorien som ligger disse systemene. 74

75 10 Konklusjon Oppgaven vår har i dette prosjektet vært å konstruere et forslag til et steppermotor basert styringssystem for solcellepanelene til en satellitt. Hovedoppgaven vår har vært å studere/simulere metoder for styring av motoren, samt bygging og utprøving av tilhørende elektronikk. Styringssystemet er konsentrert run en FPGA- krets, og programmert med denne. Driverkretsen til motoren er konstruert og implementert på et labkort. Når det gjelder programmering av programmerbar logikk kom vi ikke helt i mål. Regulering av hastighet er ikke helt ferdig. Simulering av programmet ser ellers ut til å stemme. Dessverre viser det seg å være et problem med programmering av kretsen. Årsaker kan være feil valg av krets, eller lite kjennskap til parameter ved utlegg til FPGAen. Når vi tester kodene i programmet til FPGA- kretsen fungerer disse helt fint, problemet er å få lastet dataene over til lab- kortet slik at vi kunne få testet om systemet virker i praksis. At vi ikke kom helt i mål med FPGA- delen av prosjektet førte dessverre til at vi ikke fikk prøvd om systemet vårt er optimalt, eller om det i det hele tatt vil fungere i praksis. Selv om vi ikke fikk testet systemet vårt mener vi at vi har et utmerket utgangspunkt for å videreutvikle prosjektet for oppdragsgiverne våre. 75

76 Kildehenvisning og referanser Nummererte referanser angir figurreferanser 1. Takahashi Kenjo, Akira Sugawara Stepping motors and their microprocessor controls, second edition. Oxford Science Publications, ISBN Advanced icro Systems Inc Stepper otor System Basics Precision Step otor Control and Drive Products Hobby of Electronic Circuit Engineering Operation principle of stepper motor Specializing in computer control of Stepper otors Space Radiation Analysis Group Radiation protection ESA Radiation effects in electronic components The user of commercial components Pavel Zaskalick Nonlenear theory of analysis variable reluctance motor drives Hallseth, Haugan, Hjelmen, Isnes Klassisk mekanikk, fysikk for ingeniører NKI, ISBN Finn Haugen Regulering av dynamiske systemer Tapir, ISBN The otion Group Stepper motors and stepper motor drives

77 Control of Stepping otors Douglas W. Jones THE UNIVERSITY OF IOWA Department of Computer Science Douglas W. Jones THE UNIVERSITY OF IOWA Department of Computer Science National Semiconductor Texas Instruments The Aerospace Corporation Single Event Effects (SEE) Testing Dr. Holbert's EEE460 Course Total Ionizing Dose NASA Office of Logic Design FPGAs and ASICs A scientific study of the problems of digital engineering for space flight systems, with a view to their practical solution Space products Creative Power Resources, Inc. Radiation Effects Data Links Electric achines athematical models of stepper motors

78 Definisjoner Rapporten inneholder en del ord, uttrykk og forkortelser Her er det prøvd å gi en forklaring på disse. SAD - SADE FPGA - (Solar Array Drive echanism) er en akset servo som styrer solcellepanelet på en satellitt slik at panelet får mest mulig sol. (Solar Array Drive Electronic) er en del av SAD. Består av driver elektronikk og styrelogikk for å styre motoren som styrer solcellepanelet. (Field Programmable Gate Array) er en IC som kan programmeres for logiske operasjoner ved hjelp av programmeringsspråk. Elektronvolt- Enhet for energimengde som gjerne brukes i forbindelse med kjernereaksjoner og atomfysikk. 1 ev = den energien et elektron får når det akselereres gjennom et potensialfelt på 1 volt = 1.60 * Joule. 78